開環閉環 D 類放大器逐漸成為消費性音頻電子設計人員的優先選擇，若要準確地掌握放大器的性能，就需要不同的方式來檢視電源紋波的效果。現在的音頻設計人員非常重視降低系統成本、縮小體積以及提升音質，而這些都需要高度供電噪音抑制架構才能達成，然而，供電抑制比 (PSRR) 測量無法準確判別 D 類橋接負載 (BTL) 放大器的性能。本文將探討傳統的 PSRR 規格及測量技術，并說明其何以無法確切地測得放大器的供電抑制功能，此外，文中還將提供另一種方式來檢視放大器音頻性能中的電源紋波效應。

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針對 AB 類放大器，PSRR 測量能夠較準確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于 SE 配置 (詳見下文)。首先讓我們來了解 D 類放大器對于市場的影響。D 類放大器的高效運作改變了市場的生態，使得工業設計出現大量的創新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構與 AB 類放大器有根本上的差異，而且幾乎清一色地選用 BTL 作為其輸出配置。

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在 BTL 配置中，D 類放大器具備由四個 FETS 組成的兩個輸出級 (也稱為全橋式)。SE D 類放大器則只有由兩個 FETS 組成的單一輸出級 (也稱為半橋式)。相較于 SE 配置，BTL 輸出配置具有多項優點，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應，以及絕佳的開關噪音抑制性能。BTL 架構的缺點則是需要兩倍數量的 FET 電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關成本增加，而且重建濾波器 (LC 濾波器) 的成本加倍。在現今 SE 及 BTL D 類放大器并行的市場中，BTL 占了絕大多數。

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在 D 類 BTL 配置中，傳統的 PSRR 測量無法發揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解 D 類放大器的運作方式以及 PSRR 的測量方式。D 類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在 250kHz 以上。音頻會用來進行切換頻率 (方波) 的脈沖寬度調變 (PWM)，然后重建濾波器 (LC 濾波器) 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構的性能相當高 (架構與開關模式電源供應相同)，但是對于供電噪音的敏感度也遠遠高于傳統的 AB 類放大器。再仔細想想，放大器的輸出基本上是電源軌 (經過脈沖寬度調變)，因此任何出現的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。

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供電抑制比 (PSRR) 是測定放大器抑制供電噪音 (亦即紋波) 達到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時必須考慮的重要參數，因為 PSRR 不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型去耦合電容。在消費市場中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設計日益普遍的情況下更是如此。

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在傳統的 PSRR 測量中，放大器的電源電壓包含 DC 電壓及 AC 紋波信號 (Vripple)。音頻輸出為 AC 接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple 不會明顯減弱 (圖 1)。此時會測量輸出信號，然后使用等式 1 計算 PSRR：

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圖 1. 傳統的 PSRR 測量

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圖 2 顯示在 D 類 BTL 音頻放大器上進行的傳統 PSRR 測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現供電噪音，不過，請注意出現的噪音在負載中為同相位 (in-phase)。因此，測量 PSRR 時，Vout+ 與 Vout- 紋波會相互抵消，產生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類 PSRR 測量無法指出放大器抑制供電噪音的優劣程度，而 PSRR 測量無法發揮效用的主因是輸入在測量期間為 AC 接地。在實際應用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。

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播放音頻時，供電噪音會與內送音頻相互混合/調變，而整個音頻頻帶會產生程度不一的失真狀況，BTL 配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業界稱此為互調失真 (IMD)。IMD 是兩個以上不同頻率的信號混合后所產生的結果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率 (整數倍數)。

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圖 2. 具備 LC 濾波器的 BTL D 類 PSRR 測量

在繼續探討如何應付 PSRR 測量的缺陷之前，首先談論一下回饋。從前文的論述中，應該不難察覺到 D 類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進行反饋，這將成為一個重大缺陷 (在高階音頻應用中，開放回路放大器可達到不錯的音質，然而這類放大器一般都具備相當穩定、高性能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設計人員可以設計一個電源已經過良好調節的系統，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的 D 類放大器 (也稱為封閉回路放大器)。

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在現今的消費性電子產品市場中，大多數的模擬輸入 D 類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數字輸入 I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過數字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數字模擬轉換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路 I2S 放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來進行 PWM 輸出取樣并且與內送 I2S 數字音頻串流 (digital audio stream) 相加總是相當困難的。在模擬反饋系統中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著 I2S 市場的演變，大多數的 I2S 放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構。

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顯然 PSRR 不是測量 BTL D 類放大器供電抑制的有效方法，那么應該怎么做？現在回頭談談互調這個名詞。設計人員需要測量在播放音頻時所產生的互調失真及其對應的 THD+N 配置。在開始之前，讓我們先回顧一下 SE 架構。在 SE 架構中，不論是 AB 類、D 類或 Z 類，都沒有 BTL 架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于 AB 類或 D 類放大器而言，在 SE 架構中，傳統的 PSRR 測量都能夠確實指出供電噪音抑制的情形。

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在進行實驗后便能取得一些數據，而藉由下列一系列測量所得的數據，則可分析和比較開放回路及封閉回路 I2S 放大器的電源紋波 IMD。數字 1kHz 音調注入放大器的輸入，而 100Hz 的 500mVpp 紋波信號則注入電源供應。通過音頻精準度內建于 FFT 的功能可取得差動輸出的 FFT，進而進行觀測 IMD。

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圖3 顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz 輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶 (sideband)。反饋回路正有效地抑制互調失真。

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圖3. TAS5706 封閉回路互調曲線圖

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圖 4 顯示相同的 IMD 測量，但是這次是在 I2S 開放回路放大器進行測量。900 Hz 及 1.1kHz 的旁波帶相當明顯，因為其中沒有抑制 IMD 的反饋。

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圖 4. 開放回路互調曲線圖

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現在提供一個好消息。在圖 3 及圖 4 中，可以清楚看出電源噪音 IMD 所產生的效果，不過，就音質而言，IMD 是一種很難達到定性的測量方式。進行這種實驗時，可選擇改為測量 THD+N 配置，以下兩項測量將依此進行。THD+N 是以 1kHz 數字音頻及 500mVpp 電源紋波進行測量，電源紋波頻率則介于 50Hz 至 1kHz 之間。

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圖 5 顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的 THD+N 曲線圖。紅線表示電源供應未出現任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態。另一條曲線表示介于 50Hz 至 1kHz 之間的紋波頻率。當紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經過良好調節的電源能夠達到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現今極為競爭的消費性電子產品市場而言，會是一大問題。

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圖 5. 開放回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

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圖 6 顯示封閉回路放大器的相同 THD+N 曲線圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音頻未出現任何紋波噪音。

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圖 6. 封閉回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

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結論

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本文回顧了測量 PSRR 的傳統方法，并指出其未能有效測量 BTL D 類放大器供電紋波效應的原因。BTL 輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現任何音頻，便產生了錯誤的讀數。這是規格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇 D 類放大器時其中一項相當重要的指標，尤其在檢視數字輸入 (I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現 1kHz 音頻信號且電源供應出現噪音時的 IMD 及 THD+N情況。