低功耗、高性能是音頻放大器一直追求的目標(biāo)。近幾年來CMOS功率放大器得到很大發(fā)展，采用此工藝將會(huì)有效地降低功耗，但是隨之而來的問題是如何獲得有效的增益帶寬，降低電源等產(chǎn)生的噪聲，如何有效降低諧波失真，在低電源電壓下獲得近乎滿幅的輸出，以獲得有效的電壓輸出等。

本文介紹的兩級(jí)密勒補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的放大器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，很好地滿足了增益帶寬及電壓輸出擺幅的要求。

放大器的結(jié)構(gòu)

該功率放大器采用三級(jí)放大結(jié)構(gòu)。輸入級(jí)為折疊式放大結(jié)構(gòu)，輸入管為p管，以降低閃爍噪聲。折疊式輸入級(jí)的輸出，直接作為輸出級(jí)中p溝晶體管的驅(qū)動(dòng)。

第二級(jí)為非反相放大級(jí)，它由一個(gè)共源p溝輸入管，一個(gè)電流鏡和一個(gè)電流為80μA的恒流源組成。該級(jí)電路的重要作用在于為輸出級(jí)的n管提供合理的偏置電壓，以使輸出級(jí)的兩個(gè)管子的偏置電壓分開，從而實(shí)現(xiàn)AB類輸出。

輸出級(jí)則為推挽式的AB類結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)是p管和n管交替導(dǎo)通，這樣輸出電壓僅損失一個(gè)管子的過驅(qū)動(dòng)電壓，有效地提高輸出電壓的水平，滿足在低電源電壓下信號(hào)的輸出驅(qū)動(dòng)的要求。本設(shè)計(jì)電路輸出級(jí)的靜態(tài)電流為1mA。放大器的輸出級(jí)和第一級(jí)及第二級(jí)之間有兩個(gè)密勒型的補(bǔ)償回路，密勒補(bǔ)償采用了零電阻補(bǔ)償法，該方法通過將補(bǔ)償電容CC串聯(lián)一個(gè)電阻RZ，消除了僅由電容進(jìn)行補(bǔ)償引起的右半平面（RHP）零點(diǎn)效應(yīng)，增加電路的穩(wěn)定性。

npower2線用于省功耗控制，當(dāng)它的值為低電位時(shí)，整個(gè)電路不工作，處于省功耗狀態(tài)。省功耗控制對(duì)于便攜式系統(tǒng)是十分必要的。

具體結(jié)構(gòu)如圖1所，其中Vp1，Vp2，Vn2和Vn2為偏置電壓。

放大器電路穩(wěn)定性分析

在未接補(bǔ)償電容和電阻的情況下，開環(huán)響應(yīng)的極點(diǎn)頻率

f1=1/（2πR1C1）；　f2=1/（2πR2C2）；f3=1/（2πR3C3），

式中：Ri和Ci（i=1，2，3）分別是第i級(jí)的等效輸入電阻和電容，其中R3為輸出負(fù)載電阻。

帶補(bǔ)償?shù)娜?jí)功率放大器穩(wěn)定性設(shè)計(jì)的條件是主極點(diǎn)f1≤fT

圖2是未加補(bǔ)償?shù)膸в?2Ω負(fù)載的三級(jí)放大器的波特相位特性的仿真結(jié)果，由此圖可以看出，未加補(bǔ)償前在單位增益頻率范圍內(nèi)有兩個(gè)極點(diǎn)，相位裕度只有36°，電路不夠穩(wěn)定。

圖3給出了負(fù)載為32Ω的三級(jí)放大器加補(bǔ)償之后的仿真結(jié)果，f1，f2極點(diǎn)通過補(bǔ)償被有效分離，f1向低頻點(diǎn)移動(dòng)，移動(dòng)到較低的頻率，而f2則移動(dòng)到fT頻率外，達(dá)到很高的頻率。由f1≤fT

采用兩級(jí)零電阻補(bǔ)償?shù)姆椒▽⒁雰蓚€(gè)零點(diǎn)，一個(gè)為右半平面（RHP）零點(diǎn)，另一個(gè)則為左半平面（LHP）零點(diǎn)。它們的值分別為：ZRHP=1/（CC2/gm3-RZ2CC2）；ZLHP=-1/（RZ1CC1），其中CC1，RZ1，CC2，RZ2分別為第一級(jí)和第二級(jí)的補(bǔ)償電容與電阻，gm3為第三級(jí)的跨導(dǎo)。

右半平面的零點(diǎn)存在將會(huì)減緩幅值下降，因而使增益交點(diǎn)外推，更遠(yuǎn)離原點(diǎn)，從而大大降低電路的穩(wěn)定性，因此必須將其消除。由右半平面零點(diǎn)的公式，理論上可以推出：選擇零電阻RZ2的值，使其滿足RZ2=1/gm3，則右半平面零點(diǎn)被移到無(wú)窮遠(yuǎn)處，從而不再對(duì)電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。但是在實(shí)際的工作電路中由于輸出管跨導(dǎo)補(bǔ)償電阻分別受工作電流、溫度、工藝等因素變化的影響，會(huì)偏離理論值，因此二者相等的要求是不可能滿足的。而在實(shí)際的設(shè)計(jì)中也并無(wú)此嚴(yán)格的要求，一般情況下只要零點(diǎn)的位置滿足在單位增益頻率10倍以上，零點(diǎn)對(duì)電路穩(wěn)定性的影響就可忽略。

由圖3可以看出該電路的相位裕度在開環(huán)情況下可達(dá)86.6°，此時(shí)增益帶寬為100MHz，電路的穩(wěn)定性得到很大提高。

下面將分別討論左半平面零點(diǎn)及右半平面零點(diǎn)在本設(shè)計(jì)中如何滿足要求。

由前面的分析及圖3可以看到，整個(gè)電路之所以帶寬高達(dá)100MHz，主要是左半平面零點(diǎn)的值較低，減緩了單位增益頻帶內(nèi)幅值及相位的下降。雖然在所設(shè)計(jì)的電路中這個(gè)零點(diǎn)是無(wú)害的，但根據(jù)耳機(jī)音頻電路的要求，100MHz的帶寬是完全沒有必要的，所以可以在此電路的基礎(chǔ)上稍加改進(jìn)，將電阻RZ1改成100Ω，補(bǔ)償電容Cc1大小不變，那么左半平面零點(diǎn)的值為350MHz，此時(shí)單位增益頻率為32MHz，左半平面零點(diǎn)對(duì)單位增益帶寬的大小不再有影響。

對(duì)于右半平面的零點(diǎn)，設(shè)計(jì)中選擇補(bǔ)償電容Cc2為2pF，補(bǔ)償電阻RZ2為1kΩ，則由右半平面零點(diǎn)公式及其應(yīng)滿足的條件（ZRHP≥10倍的增益帶寬）可以推出（1/gm3-RZ2）有很大的變化范圍。也就是說跨導(dǎo)及電阻可以隨實(shí)際工作電流、溫度、工藝等條件的變化而變化，并且允許存在較大的變化范圍。

該電路的輸出負(fù)載是32Ω的電阻，由于此設(shè)計(jì)采用的是單電源供電，輸出偏置在1.65V，因此在實(shí)際電路中需串聯(lián)一個(gè)大的輸出耦合電容，以防止直流電流流過耳機(jī)造成功率損耗，嚴(yán)重的甚至有可能損害耳機(jī)或者是耳機(jī)驅(qū)動(dòng)。此電路中采用的是220μF的電容。加入此電容對(duì)電路的低頻響應(yīng)有一定影響，但仍滿足人耳的聽力范圍要求。

輸出電壓的擺幅

對(duì)于便攜式功率放大器，由于其供電電壓的降低，為了得到有效的輸出電壓就要求輸出擺幅盡可能接近滿幅要求。本設(shè)計(jì)電路采用的是AB類輸出結(jié)構(gòu)，因此電壓在輸出時(shí)只損失一個(gè)n管或p管的過驅(qū)動(dòng)電壓，使輸出電壓的范圍得到很大提高。下面將在AB輸出級(jí)的基礎(chǔ)上研究如何降低n管和p管的過驅(qū)動(dòng)電壓，以進(jìn)一步提高電壓擺幅。以n管為例，在n管飽和導(dǎo)通時(shí)流過它的靜態(tài)電流為1mA，那么在這個(gè)電流下如果輸出管的寬長(zhǎng)比取得較大，那么過驅(qū)動(dòng)電壓VDSAT=VGS-VTn就可以有較小的值，從而輸出電壓的最小值將會(huì)降低，輸出范圍增大。類似p管采用較大的寬長(zhǎng)比也可以提高最大電壓的輸出水平。該設(shè)計(jì)電路選擇的p管的寬長(zhǎng)比為3072/1，n管的寬長(zhǎng)比為768/1，當(dāng)然較大的寬長(zhǎng)比是以犧牲面積得到的，但本電路輸出級(jí)的寬長(zhǎng)比相對(duì)于同類電路卻小得多。

該電路最大輸出擺幅可達(dá)2.7V，輸出電壓效率為81.8%，屬于大輸出電壓擺幅，此時(shí)其相應(yīng)的最大輸出功率為29mW。

放大器的失真

功率放大器的一個(gè)重要的性能指標(biāo)是總諧波失真加噪聲。總諧波失真主要是由非線性元件引起的。在電路結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱且不存在元件不匹配的情況下偶次諧波失真是可以消除的，但實(shí)際上這樣嚴(yán)謹(jǐn)?shù)碾娐肥遣淮嬖诘模覍?duì)于音頻電路來說，對(duì)音質(zhì)影響較大的為奇次諧波失真。因?yàn)槿硕鷮?duì)奇次諧波失真比較敏感，而對(duì)偶次諧波要差的多。降低總諧波的方法一般是增加適量的內(nèi)部反饋環(huán)，選用線性性好的器件來實(shí)現(xiàn)的。本文采用的三級(jí)放大電路存在兩個(gè)內(nèi)部反饋環(huán)，與兩級(jí)放大電路相比有效地抑制了諧波失真。

測(cè)得在3.3V電源電壓，1kHz輸入信號(hào)頻率，0dB增益及滿擺幅即2.7V輸出電壓下，該三級(jí)放大電路的總諧波加失真為-68dB。

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