微波頻率源是微波通信、微波測量及雷達技術中的重要部件，其相噪性能和雜散性能直接影響到系統的性能和可靠性。因此，尋求更低相位噪聲、更高純度頻譜和更高穩定度的頻率源成為目前發展的主要趨勢。

l 系統主要指標及方案

1．1 系統的主要指標

輸出頻率范圍：4 428～5 220 MHz；步進頻率：36 MHz；相位噪聲：≤一100 dBc／

（3）由于對輸出在4 000～4 200 MHz帶內的雜散要求比較苛刻，而最佳輔環點頻為4 140 MHz，在腔體體積一定下，很難達到一70 dBc指標，故權衡輔環相噪的惡化程度，選擇4 320 MHz作為輔環。

（4）為了防止輔環點頻4 320 MHz作為雜散耦合到輸出端，故采用功分器和將主環信號4 428～5 220 MHz通過兩級放大作為混頻器的本振，輔環4 320 MHz點頻作為混頻器的RF端。該方案選用36 MHz的低相噪恒溫晶振作為兩個環路的參考源，主環和輔環均選用HITTTITE公司的超低相噪模擬鎖相環芯片HMC440，改善系統的相噪性能。輔環參考頻率為36 MHz，輸出4 320 MHz頻點；主環參考頻率為36 MHz，輸出頻率為4 428～5 220 MHz。經定向耦合器后再與輔環輸出的頻點混頻到108～900 MHz，返回到主環鑒相器與參考頻率做比較。所有的控制都由單片機來完成，根據外部數據的輸入（BCD碼）來進行相應的頻率輸出。

2 電路實現

在設計單片頻率合成器的時候，最主要的工作就是設計頻率合成器的環路帶寬，使得頻率合成器指標在相位噪聲、雜散、調頻速度和穩定性上等方面達到兼顧，實現最佳的綜合性能。

2．1 最佳環路帶寬

由于本項目沒有要求跳頻速度，所以環路帶寬采用最佳帶寬設計，使得相位噪聲盡可能的好。頻率合成器的輸出噪聲如下：

式中Llp（jw）為鎖相環芯片的噪聲，Lvco（jw）為VCO的相位噪聲，Hn（jw）是被N規一化的環路濾波器的傳遞函數。由上式可以看出環路對帶內噪聲源呈低通過濾，故希望將環路帶寬fc越低越好；但環路對VCO呈高通過濾，又希望環路越寬越好。為了兼顧這一對矛盾，參考圖2能夠使兩種相位噪聲都得到合理的抑制，可以選擇環路帶寬fc在兩噪聲源譜密度線的交叉點附近總是比較接近于最佳狀態的。但是考慮晶振噪聲要惡化20log（N／R），所以實際帶寬要略小一些。

2．2 主輔環電路設計

理論估算帶內相噪估算公式（不考慮晶振的相噪）：

輔環的頻率相對要高點，為了使系統混頻后噪聲不惡化，獲得較低的相位噪聲，這里選用HMC440鑒相芯片，該芯片屬于模擬鑒相器，由HMC440技術資料上給出的一153 dBc／

由HMC440可推出鎖相環芯片相噪為一233 dBe／Hz，由上面式（2）可推出：

其中Kd是鑒相器的鑒相靈敏度，這里HMC440的Kd是0．286 V／rad，Kψ是VCO的壓控靈敏度（rad／V），N是鎖相環的倍頻倍數。阻尼系數ξ為兼顧濾波器的過沖和衰減取0．707～1之間的一個值即可。這樣只要C2取定一個值，就可以同時確定R1，R2。C1的引入主要為濾去鑒相器產生的諧波，其引入的極點應遠離主極點，即這樣環路濾波器就完全確定了。

3 硬件及實測數據

出于成本方面的考慮，主環的VCO需要輸出兩個范圍頻率：4 428～4716 MHz和4 752～5 220 MHz，采用兩個VCO用開關進行切換。另外考慮到VCO間的相互影響，可能產生許多雜散，本設計采用VCO斷電方式，保證在任一時間，只有一個VCO工作，這樣避免了他們之間的相互影響。

混頻采用HMC218LP3無源混頻器，由于是無源的，要求本振功率比較大，所以主環輸出要經過兩級放大器HMC3llLP3。在調試過程中發現，由于放大器的非線性，使本振的諧波分量增大，所以第二級放大器放大到10 dBm左右驅動HMC218LP3的LO本振端，避免放大器進入飽和狀態。另外對輔環的點頻4 320 MHz，通過調試當到達HMC218LP3的RF端口信號為一7 dBm左右時取得較佳的雜散和相噪指標。

相位噪聲，雜散抑制，諧波抑制和輸出功率均采用惠普公司的頻譜分析儀HP8564E測量，在系統切換VCO最差相噪點5 220 MHz處相位噪聲可以達到一104．5 dBc／

4 結語

本文給出了C波段寬帶低噪聲頻率源的一種方案，用主環驅動本振，試驗測試數據表明此方案可行。相信經過認真設計，調試，完全可以達到預期目標。

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