雖然所有全差分放大器（FDA）都能將單端輸入信號轉(zhuǎn)換為差分輸出，但迄今還沒有一種表現(xiàn)出足夠的性能，可在沒有輸入點(diǎn)附加電阻器接地時(shí)提供良好輸入阻抗匹配。如果能夠消除電阻器接地，同時(shí)仍然提供極寬頻帶阻抗匹配，則可提供相當(dāng)?shù)驮肼暤膶?shí)現(xiàn)。

第1部分綜述了使用一個(gè)FDA實(shí)現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分的兩個(gè)選擇，其中只使用一個(gè)FDA而沒有平衡-不平衡變壓器的典型方案包括一個(gè)附加電阻器接地，以獲得部分輸入阻抗匹配。第2部分將消除該電阻器，以復(fù)用新器件的獨(dú)特寬頻帶共模帶寬，并顯示該簡化型“有源平衡-不平衡變壓器”實(shí)現(xiàn)的潛在設(shè)計(jì)范圍和性能。

FDA輸入提供的有源輸入匹配

認(rèn)真觀察圖4（第1部分）中的輸入網(wǎng)絡(luò)來尋找信號通路，輸入阻抗與50Ω值的實(shí)際匹配并非一目了然。該電路的一個(gè)有趣方面是，由于共模回路的作用，朝Rg1看的輸入阻抗高于實(shí)體電阻器值。

如果輸出Vcm電壓在單端輸入信號改變時(shí)保持固定，則求和點(diǎn)的平均輸入電壓必須隨輸入電壓而改變。所以要增加輸入電壓就要同時(shí)增加Rg1另一側(cè)的電壓。這具有阻礙電流流入Rg1元件的效應(yīng)，使得該通路表現(xiàn)為較之于期望更高的阻抗。正是典型FDA方案的有源輸入阻抗方面提供了該拓?fù)洌噪y以對閉合式解決方案進(jìn)行分析。

如果設(shè)計(jì)人員想獲得與Rs匹配的輸入阻抗和從Rg1至差分輸出電壓的目標(biāo)增益Av，一種方法當(dāng)是Rf元件選擇只是為了滿足其他約束條件時(shí)求解所需的Rt元件。該結(jié)果是由式（1）給出的Rt的二次解（參考7）。

式1

該式在設(shè)計(jì)需要選擇反饋電阻器（Rf）時(shí)極為有用。例如，使用一個(gè)基于電流反饋（CFA）的FDA來實(shí)現(xiàn)圖4就希望使Rf接近建議值，以保證最佳頻率響應(yīng)。其他情況可能包括，出于載荷考慮而需要避免非常低的值和/或出于噪聲緣故而需要避免非常高的值。無論是哪種情況，使用式1求解圖4中的Rt終端元件，然后代入式2和式3，獲得Rg1和Rg2值。

式2

式3

這些解給出了典型FDA單端轉(zhuǎn)差分設(shè)計(jì)的一個(gè)非常一般的解集，如果根本不使用Rt元件會怎樣？使用該元件的目的常常是限制輸入匹配偏離，例如向Rg1看進(jìn)去的有源匹配由于低內(nèi)部共模回路而在較低頻率時(shí)偏離。這種情況就是實(shí)際上幾乎所有FDA都具有相對低的共模回路帶寬，并有可能需要Rt元件來保持可接受輸入匹配至更高頻率。

對于圖7所示的ISL55210，直至高頻率的優(yōu)異匹配來自》1.5GHz小信號共模回路帶寬，其使向Rg1看進(jìn)去的阻抗保持非常接近該拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)值。借助這一寬帶寬，如果Rf元件不需要像使用基于VFA的器件那樣受約束，則如果該匹配能夠保持，消除Rt元件就應(yīng)當(dāng)降低圖4電路的噪聲。求解無窮Rt就是對式1的零系數(shù)有效地求解分母。

有源平衡-不平衡變壓器單端轉(zhuǎn)差分實(shí)現(xiàn)的設(shè)計(jì)方程式

從式1的Rt一般解開始，并通過將系數(shù)的分母設(shè)為零，求解無窮Rt得到所需的Rf和Rg1元件值以命中與Rs匹配的輸入阻抗，以及從Rg1至差分輸出（Av）（由式4和式5給出）的電壓增益。

式4

式5

然后由Rg2 = Rg1 + Rs獲得差分反饋平衡。在第1部分中增益為20V/V的示例中繼續(xù)使Rs = 50Ω可獲得圖8的建議解決方案。

t元件的26dB增益設(shè)計(jì)，只使用對Rg1的有源匹配“》

圖8.沒有Rt元件的26dB增益設(shè)計(jì)，只使用對Rg1的有源匹配

從圖8可立即發(fā)現(xiàn)到Rg1元件的值非常低。這使所有電阻器值極大地按比例減小，從而減小它們在該方案中的噪聲貢獻(xiàn)。第二個(gè)發(fā)現(xiàn)是該實(shí)現(xiàn)的噪聲增益比圖4的更典型電路有顯著下降，該電路包括一個(gè)Rt元件，用來改進(jìn)對更典型FDA器件的匹配。

該實(shí)現(xiàn)的噪聲增益為15.7V/V，圖8提供相同的信號增益，但噪聲增益減小到11V/V。這一切都源于消除Rt元件并應(yīng)當(dāng)降低輸出點(diǎn)噪聲，同時(shí)更低的噪聲增益還應(yīng)當(dāng)擴(kuò)展帶寬（與第1部分所示的典型單端轉(zhuǎn)差分實(shí)現(xiàn)相比）。

噪聲增益實(shí)際上變?yōu)?+Av/2，且頻率響應(yīng)對圖8的實(shí)現(xiàn)確實(shí)擴(kuò)展到更高頻率，如圖9所示，另外圖中還顯示了來自第1部分的兩個(gè)預(yù)備方案。

圖9.采用ISL55210的3種可能26dB增益實(shí)現(xiàn)的響應(yīng)比較

該圖顯示F-3dB帶寬從220MHz擴(kuò)展到約450MHz。由此得到的輸出噪聲也比典型FDA方案有顯著下降，變得相當(dāng)接近圖10所示的平衡-不平衡變壓器輸入方案。

圖10.輸出點(diǎn)噪聲比較

最后要注意的是，如果需要，ISL55210的》1.5GHz共模回路帶寬能夠?qū)⒃?.6Ω實(shí)體Rg1轉(zhuǎn)換為看似50Ω輸入匹配的結(jié)果。圖11顯示了非常清晰的結(jié)果，將會得到工作臺測量的證實(shí)。

圖11.50Ω輸入26dB增益設(shè)計(jì)的輸入阻抗比較

雖然不像輸入點(diǎn)具有附加Rt至接地的典型設(shè)計(jì)那樣好（在仿真中），但圖8的有源平衡-不平衡變壓器電路保持好于20dB的回?fù)p直至500MHz。這遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了平衡-不平衡變壓器輸入設(shè)計(jì)，且輸出噪聲只略高一點(diǎn)。

使用有源平衡-不平衡變壓器的設(shè)計(jì)增益掃描

保持目標(biāo)50Ω輸入匹配并從14dB到34dB以2dB步長掃描目標(biāo)增益可獲得實(shí)現(xiàn)該方案所需的精確元件值（參見表1），計(jì)算時(shí)使用式3和式4。請注意，這些電阻器值適用于任何電壓反饋FDA，而期望的信號通路F-3dB帶寬只適用于極寬帶ISL55210。

估計(jì)帶寬并不嚴(yán)格遵循4GHz ISL55210的增益帶寬積，而這對去補(bǔ)償VFA器件為典型情況。圖12顯示了對應(yīng)于表1增益步長的系列響應(yīng)曲線。

表1.對使用一個(gè)FDA的有源平衡-不平衡設(shè)計(jì)掃描增益元件值

圖12.使用ISL55210的設(shè)計(jì)增益的估計(jì)頻率響應(yīng)曲線

繼續(xù)看26dB示例，用兩個(gè)24.9Ω串聯(lián)輸出電阻器建立起通向一個(gè)輸出平衡-不平衡變壓器（參考9）的通路，使單端信號返回進(jìn)入50Ω負(fù)載，圖13顯示了響應(yīng)比較。在這里，從輸出引腳至負(fù)載的估計(jì)6.4dB插入損耗返回進(jìn)入測量的數(shù)據(jù)，以便與圖9的仿真響應(yīng)進(jìn)行比較。由于ADT1-1WT滾降（rolloff），在略高的頻帶限制響應(yīng)下測得略低的增益。

圖13.圖8的頻率響應(yīng)折算到輸出引腳

利用輸入阻抗測量結(jié)果繼續(xù)該比較可得到圖14的曲線，其中的兩個(gè)仿真和工作臺電路板從信號通路中的10nF電容改變?yōu)?uF，顯示更好的匹配直至更低頻率。

圖14.圖8的有源平衡-不平衡電路的輸入阻抗測量與仿真結(jié)果比較

在這之后，從1MHz至200MHz的仿真阻抗由于仿真模型中沒有寄生電路板電容而可能向下偏離。請注意以50Ω為中心的+/-2Ω偏離直至400MHz，這好于圖8電路的34dB回?fù)p測試結(jié)果。使用圖8和ISL55210的實(shí)現(xiàn)，該26dB增益的噪聲系數(shù)測量值5GHz）器件的該相同電路（圖8）中測量的輸入阻抗可獲得圖15的曲線。

圖15.26dB增益50Ω輸入有源平衡-不平衡變壓器設(shè)計(jì)比較

從此圖容易看出輸入終端的Rt分流部分為什么得到普遍使用（以更高輸出噪聲和閉環(huán)帶寬下降的代價(jià)）。使用52Ω頻率的比率，可為預(yù)備器件的這一未規(guī)定參數(shù)估計(jì)得到400MHz內(nèi)部共模帶寬。這仍然提供好于20dB的回?fù)p直至100MHz。

有源平衡-不平衡變壓器電路的更低增益實(shí)現(xiàn)

圖12的參數(shù)化響應(yīng)曲線預(yù)言接近平坦的響應(yīng)直至1GHz，其間增益為16dB并使用表1中對應(yīng)該增益的元件值。在專用有源平衡-不平衡變壓器電路板上（參考9）上實(shí)現(xiàn)16.4dB設(shè)計(jì)得到圖16的仿真電路。

該電路旨在模擬該較低增益應(yīng)用于驅(qū)動雙重終止50Ω輸出網(wǎng)絡(luò)的性能。雖然輸出側(cè)平衡-不平衡變壓器是一個(gè)極寬帶1:1元件，但其將設(shè)置每個(gè)頻率極值的仿真和測量滾降（參考10）。圖17的比較曲線顯示有少量共振引起測量響應(yīng)在1Ghz處倒退達(dá)到峰值。

圖16.仿真中匹配負(fù)載EVM電路的10.2dB凈增益

圖17.有源平衡-不平衡EVM電路板的更低增益響應(yīng)測量與仿真結(jié)果

這些曲線顯示平坦度在4MHz - 600MHz頻寬范圍內(nèi)近似-1dB。對于FDA輸出，響應(yīng)將顯著更寬，其低端由電容器設(shè)置，高端一直平坦至900MHz（參考9）。使用HP4195網(wǎng)絡(luò)分析儀對該電路的輸入阻抗進(jìn)行最終檢查顯示，在3MHz - 300MHz頻寬范圍內(nèi)存在幾乎完美的50Ω匹配，如圖18的截屏所示。這里的標(biāo)記是100MHz時(shí)顯示50.3Ω和0.9deg。一直到該儀器的500MHz最大工作頻率，輸入阻抗只增加至53Ω。低頻偏離同樣是10nF阻隔電容器。

圖18.圖16的更低增益測試電路的輸入阻抗

使用一個(gè)FDA的有源平衡-不平衡放大器實(shí)現(xiàn)的應(yīng)用與選擇

當(dāng)需要在增益1GHz的共模回路帶寬的器件中得到最佳利用。由于設(shè)計(jì)方程式4和5是完全一般化的，所以可能需要對元件值進(jìn)行調(diào)整，以適應(yīng)所要求的輸入阻抗和增益（75Ω數(shù)據(jù)見參考9）。信號帶寬隨增益的增加而下降，但折算到輸入的噪聲也將下降。可用于ISL55210的仿真模型有效地預(yù)言了寬設(shè)置范圍上的性能，而此配置中的專用EVM（參考9）則有助于快速獲得對不同設(shè)計(jì)點(diǎn)的工作臺測量結(jié)果。

受益于該方案的潛在系統(tǒng)包括–

1. 通信接收器鏈，其最小尺寸和高度要求可受益于該方案沒有平衡-不平衡變壓器（條件允許時(shí)）。

2. 第2 Nyquist區(qū)ADC接口，使用簡單接口（如圖8所示）可通過帶通濾波消除偶次失真項(xiàng)。

3. 用于脈管超聲波的一級放大器，其中可能需要調(diào)整阻抗匹配，以適應(yīng)這種不常用電纜的實(shí)際特征阻抗。

4. 磁共振成像（MRI）設(shè)備，獲得超低噪聲單端轉(zhuǎn)差分級可受益于無需磁性元件（磁性元件不能用于這些強(qiáng)磁場應(yīng)用）。

從電壓反饋FDA的固有功能開始來實(shí)現(xiàn)這種有用的電路塊，并擴(kuò)大內(nèi)部共模帶寬，使之遠(yuǎn)高于先前的預(yù)期，為這種相對簡單的解決方案應(yīng)用于大量潛在應(yīng)用打開了大門。

總結(jié)和結(jié)束語

該第2部分內(nèi)容研究了幾種傳統(tǒng)的單端輸入轉(zhuǎn)差分輸出方案，其中使用了日益普及的FDA器件，同時(shí)還研究了這種新的“有源平衡-不平衡變壓器”設(shè)計(jì)，其中消除了傳統(tǒng)設(shè)計(jì)的電阻器接地。對于最低輸入折算噪聲和偶次諧波抑制，輸入升壓平衡-不平衡變壓器后跟一個(gè)差分I/O FDA或許應(yīng)當(dāng)采用的辦法。對于單端轉(zhuǎn)差分級中具有優(yōu)異輸入匹配的最寬增益平坦區(qū)域，可考慮文中詳述的使用ISL55210的有源平衡-不平衡變壓器方案。

作者簡介：

Michael Steffes

Michael Steffes在高速放大器設(shè)計(jì)、應(yīng)用及營銷領(lǐng)域有27年工作經(jīng)驗(yàn)，在5個(gè)公司推出了80多款產(chǎn)品，同時(shí)發(fā)表了40多篇文章。他目前的工作重點(diǎn)是高效高速ADC接口、DSL/PLC線路接口解決方案以及在線設(shè)計(jì)工具開發(fā)。

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