作者：許崇為，楊令，韓志超，劉躍智

便攜式消費類電子產品的深入發展對電源的要求越來越高，電流模DC—DC轉換器具有輸入范圍寬、轉化效率高、輸出功率大等優點，被廣泛應用于智能手機，PDA等便攜式電子產品中。由于這些移動設備的功能的不斷豐富，要求負載電流的動態范圍也越來越大，這就對供電電源的穩定性提出了更高的要求。

近年來，許多改善電流模DC—DC瞬態響應方案被提出。例如文獻提出在補償電路引入新的零點和極點來抵消控制環路的零極點。雖然文中的轉換器獲得了足夠的相位裕度，但這種設想并沒有得到實驗的驗證。文獻提出了一種針對線性穩壓器的零極點跟蹤頻率補償，但由于控制策略不同，這種方法并不適合脈沖寬度調制（PWM）的控制環路。文獻提出了一種數字控制方案，但設計芯片的模數轉換部分開銷較大。本文在分析電流模Buck型DC—DC環路穩定性的基礎上提出了一種新穎的控制策略。用采樣電路采樣電感電流，將所得值與一系列基準電壓進行比較，所得比較結果控制誤差放大器輸出級和補償電阻。這樣就實現了系統的主極點和主零點動態地隨負載電流調整。

1 電流模Buck型DC—DC環路穩定性分析

從圖1中Buck型DC—DC的拓撲結構來看，輸入電壓Vin到輸出電壓Vout之間經歷了一個LC濾波網絡。假設電感和電容是理想情況，得出該濾波網絡的傳輸函數

由等式（2）可見LC濾波網絡存在共軛雙極點。小信號時，電流流經該濾波器會在共軛雙極點處發生180°相移，從而導致系統振蕩。

DC—DC控制方式分為電壓模和電流模兩種。電壓模控制方式適用于高頻系統中，抗噪性好。但電壓模控制方式的缺點是環路補償復雜，且系統的瞬態響應差。電流模控制方式是在原電壓控制環的基礎上添加了一個電流控制環，實現雙環控制。用采樣電路對電感電流進行峰值采樣，將采樣的結果與誤差放大器的補償端進行比較，比較結果用于調節開關信號的占空比，實現系統穩定的輸出。由于調整信號沒有經過LC濾波器，避免了LC濾波器的共軛雙極點帶來的困擾。

通過對圖1進行小信號建模得出，在忽略輸出電容寄生效應的前提下，要使系統輸出穩定，必須在補償模塊中出現一個極點和一個零點，其中極點盡可能靠近原點，零點用于補償位于輸出級的極點，從而使整個系統成為一個穩定的單極點系統。圖2所示的由誤差放大器和電阻電容組成的補償網絡可以實現這一要求。圖2（b）為圖2（a）的小信號模型。

其中，r0為誤差放大器的輸出阻抗;RCCc為補償電阻和補償電容;AV為運放開環增益。添加補償網絡后，系統的頻率響應曲線如圖3所示。誤差放大器將ωp1往前推，作為主極點。同時引入了一個零點ωz，補償了位于次主極點損失的相位裕度，使系統成為一個穩定的單極點系統。ωp2為位于輸出端的次主極點。由負載電阻和輸出電阻決定。

2 改進的誤差放大器設計

在電流模Buck型DC—DC系統中，誤差放大器作為反饋回路檢測輸出負載變化的信息，并反映到系統中去。從式（4）得到誤差放大器的輸出阻抗，確定系統主極點的位置，從而得出環路的瞬態響應。

當要求系統的負載電流變化范圍較大且較快速時，通常設置的零極點由于不能隨著負載電流的變化而做出調整，使系統的帶寬被限定在某一固定值，從而影響系統的瞬態響應。設想如果系統的零極點位置隨著負載電流的變化而動態調整時，系統的相位裕度就會較固定，從而改善系統在負載電流變化情況下的瞬態響應。

圖3為設計的誤差放大器，采用常用的OTA結構。M1、M2為運放的差分輸入端，M3、M4，M5、M6為共源共柵結構作為輸出端以提高運放第一級的增益。M7、M8，M9、M10，為第二級共源共柵的輸入，M11、M12，M13、M14為第二級負載。M15、M16，為運放的偏置電流。虛線框內為選擇性添加的電路。例如，當開關S1導通時，S1所在的支路則添加到右邊電路中。S1的導通與關斷由圖4給出。

當開關S1，S2，…，Sn均關斷時，運放的輸出阻抗為

3 開關控制邏輯設計

誤差放大器中控制開關的導通實現了系統零極點的動態調整。而開關何時導通則由電感電流幅度決定。

該控制電路主要由比較器和邏輯驅動電路構成。Vsense為采樣的電感電流轉換成的電壓，其反映了電感電流的變化。Buck型DC—DC轉換器中電感電流的平均值等于負載電流，本文檢測電感電流相當于檢測了負載電流。Vref_1，Vref_2，…，Vref_n。為門限電壓，Vref_1Vref_1，但》Vref_2時，比較結果通過邏輯驅動產生S1導通信號。當采樣電流Vsense》Vref_1和Vref_2，但》Vref_3時，產生S2導通信號，以此類推，實現了誤差放大器的輸出阻抗和補償電阻，負載電流的變化而調整。

4 測試結果

采用以上結構的電流模Buck型DC—DC基于某廠家0.5μm標準CMOS工藝進行流片。并在以下條件下測試：片外電感L=5.6μH，輸出電容Cout=47μF，輸入電壓Vin=12 V，輸出電壓Vout=3.3 V，負載電流Iout=1.5 A，室溫25℃。圖6（a）所示，當負載電流Iout由1.5 A跳變到3 A時，輸出電壓的上沖或下沖約為100 mV。圖6（b）所示為采用此結構誤差放大器的DC—DC在同等條件下的測試圖，此時上沖或下沖約為50 mV。可見使用該電路結構的誤差放大器明顯改善了當負載電流跳變時的瞬態響應。

5 結束語

設計了一種誤差放大器，其輸出級電路和補償電阻均采用自適應的方式，實現了隨著負載電流的變化而自動調整。實現了環路的動態補償，提高了系統的瞬態響應。電路的調整由開關控制電路實現，將采樣所得的電流與門限電壓相比較產生修調信號。測試結果顯示，該設計提高了系統的瞬態響應。

責任編輯：gt