來源：《同濟大學學報（自然科學版）》??? 作者：毛明平,吳志紅,陶生桂

開關電源由于其體積、重量和效率的優勢正逐步取代線性電源，在各個領域獲得廣泛應用。 傳統的非控整流開關電源，由于輸入阻抗呈容性，網側輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差，輸入電流呈脈沖狀，嚴重非正弦，諧波分量很高，給電力系統帶來了嚴重污染，一般電網側功率因數僅為0. 65 左右。國際電工委員會（ IEC） 早在20 世紀90 年代初就制定了有關法規，嚴格限定設備的功率因數必須接近于1. 在當前大力倡導綠色電源的背景下，提高開關電源的功率因數也已經成為國內電源廠商的當務之急。

文章對APFC 技術中的準連續模式即峰值電流控制方式做了詳盡論述，采用MC33262芯片設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150 WAC/DC 變換器。 實驗結果表明該變換器能在95～255 V的寬電壓輸入范圍內輸出穩定的400 V 直流電壓，并使得功率因數達到0. 99 以上，總諧波畸變降低至6 %以下。

1、APFC原理和MC33262 芯片介紹

APFC 技術按照電感電流是否連續可分為斷續（DCM） 和連續（CCM） 模式2 種。 CCM 一般基于直流—直流升壓（BOOST） 變換器，尤其適合于大中功率容量。 MC33262 功率因數補償控制芯片電流控制方式是CCM 中的峰值電流控制方式。

MC33262 芯片內部含有自起動定時器、一象限乘法器、誤差放大器、電流檢測比較器、零電流檢測器、圖騰柱驅動輸出以及過壓、欠壓等保護電路，具體內部結構框圖見圖1 所示，圖中1～8 分別表示芯片引腳號， V ref為參考電壓。

圖1 　MC33262 芯片內部結構圖

利用一個無感采樣電阻檢測開關管流過電流，將所得電壓信號經過一個內置阻容（RC） 濾波電路送入零電流比較器。 該比較器電流基準值由乘法器輸出供給。 乘法器有2 個輸入，一個是變換器輸出直流電壓（經過分壓采樣） 與基準電壓之間的誤差信號;另一個為全波整流后輸出電壓經過電阻分壓后的值。 因此電流基準為雙半波正弦電壓，令電感電流的峰值包絡線跟蹤該輸入電壓的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。 該閉環系統在保持輸入端功率因數接近1 的同時，也能保證輸出電壓的穩定。

當輸出電壓上升時，誤差放大器輸出電壓下降，使乘法器輸出的基值電流值下降，開關管的導通時間縮短，流過電感的電流下降，從而使輸出電壓下降。 反之，使輸出電壓上升，以達到穩定輸出電壓的目的。 由于乘法器輸入取樣來自全橋整流的輸出，所以乘法器的輸出和全橋整流輸出電壓波形的相位相同，從而使電感電流的平均值和整流輸出電壓同相，達到功率因數補償之目的。 MC33262 片內還帶有RS 門鎖電路，它同時受電流檢測比較器、零電流檢測比較器和過電壓比較器3 個輸出的控制，并可以確保在同一時刻芯片的脈沖寬度調制（ PWM） 信號輸出只有一種狀態的驅動信號出現。 MC33262 片內還帶有欠電壓封鎖電路，當輸入電源電壓降低至內置8 V 參考電壓時，封鎖PWM 脈沖輸出。 MC33262片內還帶有過電壓比較器，能在輸出端一旦出現過電壓時禁止芯片產生驅動輸出。

從控制角度上講，該APFC 電路同時引入了電壓和電流反饋構成一個雙環控制系統，外環實現輸出電壓穩定，內環實現輸入電流整形使之成為與電壓同相位的標準正弦波。

圖2 所示為采用MC33262 PFC控制芯片構成的有源功率因數校正電路原理性框圖。 場效應晶體管（MOSFET） 的導通受控于MC33262 芯片內的零電流檢測器，當零電流檢測器中的電流降為零時，MOSFET 導通，此時電感開始儲能，電流增加。 這種零電流導通控制的突出優點有：

圖2 　有源功率因數校正電路原理框圖

（1） 由于MOSFET 開始導通時刻，儲能電感中電流為零，這樣MOSFET 開關的應力和損耗大大減小，同時降低了對后級整流二極管快恢復性的要求，因此選用普通的快恢復二極管即可滿足設計要求;另一方面免除了由于二極管恢復時間過長引起的開關管損耗，也就大大增加了開關管的可靠性。

（2） 由于開關管的驅動脈沖間無死區，所以輸入電流是連續的并呈正弦波，這樣大大提高了系統的功率因數。

2、基于MC33262 的APFC電路結構

2. 1輸入端保護及濾波電路分析

為避免交流輸入端外界產生的電壓尖峰對電源造成不利影響，采用金屬氧化物壓敏電阻并接在交流輸入端對瞬態電壓進行抑制 。 同時采用負溫度系數的熱敏電阻（NTC） 串聯在交流輸入端，用以增加對交流線路的阻抗， 把浪涌電流減小至安全值。 高頻開關電源產生的電磁干擾（ EMI） 主要以傳導干擾和近場干擾為主。 共模干擾和差模干擾是傳導干擾的2 種基本模態，EMI 濾波器是目前使用廣泛，也是有效的開關電源傳導干擾抑制方法之一。 EMI 濾波器不但要抑制差模干擾，也必須抑制共模干擾，它的基本電路可以參照圖3.

交流輸入電路與電感L 和電容C 組成的低通濾波網絡相連，以抑制電網上來的電磁干擾，同時還對本身產生的電磁干擾有抑制作用，以保證電網不受污染。 圖3 中L1 為差模扼流線圈，L2 為共模扼流線圈，把串聯電感L1 分成2 部分串入相線和中線可盡量保證2 線的阻抗平衡，防止由于阻抗不平衡引起新的干擾。 共模扼流圈由2 個線圈對稱繞制而成，其特點是對網側工頻電流呈現較低阻抗，但對流經的高頻共模干擾而言，等效阻抗卻很高。

EMI 濾波電路中的電感器件串入電路中對工作狀態不加干涉，而對差模和共模干擾起到抑制作用，它的結構是在1 只磁芯上繞制2 個相同繞組的線圈，工作時將這2 個線圈分別串接在電源上，當工作電流接通時，磁芯中的磁動勢相互抵消，因而磁芯材料不受任何影響，不必擔心其磁飽和。 在這次研制過程中，采用頻率特性好，導磁率高的鐵氧體材料。在該研制過程中，采用電感和電容組成π型濾波器，使得輸出電壓更加平滑，交流分量更少，考慮到電感器件中經常有較大的直流電流成分，因而電感器件的鐵芯采用具有高飽和磁通密度的鐵粉芯材料制成。

2. 2 　電路結構及工作原理

基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 變換器電路結構如圖3 所示。 圖中BD1 為整流橋，CY為干擾濾波電容，TR 為熱敏元件，ZD1 為穩壓管，EC 為電解電容，VR 為壓敏元件， FUSE 為保險絲，1～8分別表示芯片引腳號。

圖3 所示APFC 電路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升壓電感器L4 、升壓二極管D2 、輸出濾波電容EC2 及反饋環路組成.APFC 變換器的工作原理基于升壓電感L4 的電流與電壓之間的物理關系。 在Q1 導通時，升壓二極管D2 截止，濾波電容EC1 通過負載放電。 當Q1 由導通躍變為關斷時，L4 產生的突變電勢使D2 正向偏置導通，L4 中的儲能經D2 釋放，對EC2 充電。 由于Q1 和D2 交替導通，使整流橋輸出電流經L4 連續流動。 這就意味著整流二極管在交流電源的半個周期內，導通角趨于180°。 該電路采用雙環反饋控制方案。 內環反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動電壓通過R003 和R004 組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 第3 腳，以保證通過L4 的電流時刻跟蹤輸入電壓按正弦規律變化的軌跡。 通過L4 的三角形高頻電流的峰值包絡線正比于輸入交流電壓，其平均電流則呈正弦波形，這就意味著電源輸入電流也呈正弦波。 外環用作APFC 變換器輸出直流電壓的反饋控制。 直流輸出電壓通過R005 和R009組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 的第1 腳，MC33262 輸出PWM 驅動信號調節MOSFET 功率管的占空比，以使輸出電壓穩定。

圖3 　APFC實驗電路結構圖

交流輸入電壓經橋式整流，輸出100 Hz 的正弦半波直流脈動電壓，能夠比較真實反映交流（AC） 輸入電壓波形的全波整流電壓，經過電阻分壓器分壓、小電容C004 濾除高頻噪聲輸入到芯片內部的乘法器。 濾波電容EC2 兩端直流電壓通過R005 和R009分壓輸入到芯片內部誤差放大器的反相端，并與誤差放大器同相端精密參考電壓V ref比較，產生一個直流（DC） 誤差電壓，作為一象限乘法器的另一路輸入。 當AC 輸入電壓從零按正弦規律變化到峰值時，乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限，迫使通過MOSFET 功率管Q1 的峰值電流跟蹤AC 輸入電壓的變化軌跡。 流過MOSFET 功率管Q1 的電流在電阻R010 上轉換為電壓信號，輸入到芯片第4 腳，經過芯片內置阻容（ RC） 低通濾波器， 輸入到MC33262 芯片內電流檢測比較器的正向輸入端。 電感L4 電流的波形呈高頻鋸齒三角波，在電流值從零增長到峰值的過程中，Q1 是導通的。 乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓，只要在R011 上的傳感電壓超過電流檢測比較器的門限電壓，片內邏輯電路動作，輸出MOSFET 功率管關斷信號。 升壓電感L4 的副邊繞組Ns 將感應電壓經D1 整流EC1 濾波，作為MC33262 芯片啟動后的輔助電源;Ns 還用做L4 的高靈敏度的電流傳感器。 Ns 將流過L4 的電流檢測后，經限流電阻R007 輸入到片內零電流檢測器，只要電感電流一降至芯片所設置的“零”電平， 零電流檢測器則通過置位門鎖驅動MOSFET 導通。

升壓電感器L4 選用鐵氧體材料鐵芯和李氏漆包線繞制，原副邊線圈匝數比為60/ 6. 原邊Np 繞組的電感為580μH ，副邊Ns 是輔助電源及零電流檢測繞組。

3、實驗結果

實驗結果顯示該AC/ DC 變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩定的直流電壓400 V 輸出，紋波峰峰值在8 V 以下，輸出額定功率達150W ，滿載下效率η= 95 % ，功率因數λ≥0. 99 ，輸入電流總諧波畸變D 《 6 %. 圖4 和圖5 所示記錄了芯片3 腳的采樣輸入電壓、交流輸入電流波形。 圖6 所示為MOSFET 上源極電阻上的采樣電壓波形，它反映了流經MOSFET 上的電流波形，即電感儲能階段電感電流波形。 可看出由于MOSFET 開關頻率很高（將近70 kHz） ，在開關關斷過程中源極電阻上有較強的干擾電流流過，示波器記錄波形上出現不少尖峰毛刺。 MC33262 芯片內已預先設置了RC濾波器對該信號做濾波處理，不過一般可在4 腳與源極電阻間考慮再增添一外部RC 濾波電路，增強抗干擾效果。

圖4 　芯片3 腳電壓采樣輸入波形

圖5 　輸入電流電阻采樣波形

圖6 　MOSFET上導通電流電阻采樣波形

4、結語

由MC33262 構成的功率因數校正電路外圍結構簡單，電路元器件少，電路的體積和成本下降，提高了系統的可靠性。 目前這種APFC 技術已經在開關電源、電子鎮流器等諸多領域得到了應用。 該APFC 電路采用峰值電流控制方式，屬于準連續電流模式，MOSFET 開關頻率很高，這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求。 不過該系列芯片與其他采用連續模式的APFC 芯片相比有著較高的性價比，值得作進一步完善研究。

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