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Frances De La Rama and Philip Karantzalis
減小模擬信號鏈的尺寸和成本，并提供ADC抗混疊保護(hù)（ADC輸入信號位于ADC采樣頻率附近的頻帶中 不受數(shù)字濾波器保護(hù)，必須由模擬低通濾波器LPF衰減）。20 V p-p LPF 驅(qū)動器的典型應(yīng)用是工業(yè)、科學(xué)和 必須使用具有較低滿量程輸入的高速ADC對傳統(tǒng)20 V p-p信號范圍進(jìn)行數(shù)字化的醫(yī)療（ISM）設(shè)備。
驅(qū)動ADC以獲得最佳的混合信號性能是一項(xiàng)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。圖1所示為標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動器ADC電路。在ADC采集期間，采樣電容將指數(shù)衰減的電壓和電流反沖到RC濾波器中。混合信號ADC驅(qū)動器電路的最佳性能取決于多個變量。驅(qū)動器的建立時間、RC濾波器的時間常數(shù)、驅(qū)動阻抗和ADC采樣電容的反沖電流在采集期間相互作用，并產(chǎn)生采樣誤差。采樣誤差隨ADC位數(shù)、輸入頻率和采樣頻率而直接增加。
圖1.標(biāo)準(zhǔn)ADC驅(qū)動器和RC濾波器。
標(biāo)準(zhǔn)ADC驅(qū)動器具有大量實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)樣本，可用于可靠的設(shè)計(jì)過程。缺乏實(shí)驗(yàn)室數(shù)據(jù)來指導(dǎo)驅(qū)動ADC的低通濾波器的設(shè)計(jì)。本文介紹一個LPF驅(qū)動器電路，該電路結(jié)合了模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅(qū)動器（見圖2）。
圖2.LPF驅(qū)動器和ADC電路。
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| LPF 驅(qū)動程序 | 遙控濾波器 | 模數(shù)轉(zhuǎn)換器 |
| –3 dB帶寬、阻帶衰減、建立時間、噪聲、THD | 電阻值，RC 時間常數(shù) | 采樣頻率、位數(shù)、采集時間、信噪比、THD |
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實(shí)驗(yàn)室數(shù)據(jù)和分析
測量系統(tǒng)動態(tài)性能的兩個重要參數(shù)是信噪比（SNR）和總諧波失真（THD）。最佳性能是ADC和信號調(diào)理級組合的結(jié)果，本文包括三階低通濾波器和單端至差分轉(zhuǎn)換器。圖3所示LPF驅(qū)動器電路的–2 dB帶寬和建立時間各不相同，SNR和THD測量結(jié)果列于表2至表5中。本文將討論測試的變量及其對系統(tǒng)性能的影響。
低通濾波器 –3 dB 帶寬
將 1 MHz 信號帶寬與 1 MHz 帶寬的兩倍半的性能進(jìn)行比較。–3 dB點(diǎn)分別為558 kHz、1 MHz和2.3 MHz，性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz可降低LPF噪聲帶寬并提高SNR。將截止頻率提高到1 MHz或2.3 MHz可縮短LPF驅(qū)動器建立時間并降低THD。
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| V在（V p-p） | F在（千赫） | –3 dB 頻率 | RQ | LPF 驅(qū)動程序 C | LPF 驅(qū)動程序 R | 信 噪 比 | 諧波失真 |
| 20 | 2 | 558千赫 | 150 Ω | 2700 點(diǎn)力 | 750 Ω | 90分貝 | –98 分貝 |
| 1兆赫 | 1500 點(diǎn)力 | 90分貝 | –103 分貝 | ||||
| 2.21兆赫 | 680 點(diǎn)力 | 88分貝 | –106 分貝 |
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截止頻率可以通過改變圖2中的R或C來改變。當(dāng)使用C電容設(shè)置截止頻率時，LPF驅(qū)動器THD較低，如果R電阻降低，SNR略有改善。如表 3 所示。
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| VIN (V p-p) | FIN (kHz) | –3 dB 頻率 | RQ | LPF 驅(qū)動程序 C | LPF 驅(qū)動程序 R | 信 噪 比 | 諧波失真 |
| 20 | 2 | 580千赫 | 150 ? | 4700 點(diǎn)力 | 412 ? | 91分貝 | –98 分貝 |
| 1兆赫 | 2700 點(diǎn)力 | 90分貝 | –97 分貝 | ||||
| 2.25兆赫 | 1200 點(diǎn)力 | 89分貝 | –99 分貝 |
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設(shè)置 RQ 電阻（圖 2）
LPF 的 RQ 電阻設(shè)置時間響應(yīng)。RQ越高，過沖越高，建立時間越長。較低的RQ具有較低的過沖和較短的建立時間。圖3顯示了150 Ω和75 Ω RQ電阻的LPF瞬態(tài)響應(yīng)。LPF 驅(qū)動程序已使用不同的 RQ 進(jìn)行了測試，結(jié)果如表 4 所示。
圖3.不同 RQ 值的過沖和建立時間。
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| VIN（V p-p） | 采樣率 | –3 dB 頻率 | RQ | LPF 驅(qū)動程序 C | LPF 驅(qū)動程序 R | 信 噪 比 | 諧波失真 |
| 20 | 10 | 558千赫 | 150 ? | 2700 點(diǎn)力 | 750 ? | 90分貝 | –98 分貝 |
| 75 ? | 90分貝 | –97 分貝 | |||||
| 1兆赫 | 150 ? | 1500 點(diǎn)力 | 89分貝 | –102 分貝 | |||
| 75 ? | 89分貝 | –100 分貝 | |||||
| 2.3兆赫 | 150 ? | 680 點(diǎn)力 | 88分貝 | –106 分貝 | |||
| 75 ? | 88分貝 | –106 分貝 |
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根據(jù)實(shí)際測量數(shù)據(jù)，使用75 Ω和150 Ω的RQ對SNR和THD性能沒有顯著影響，只是過沖和建立時間的一個因素。
注意：LTC2387-18和LTC2386-18在10 MSPS時的采集時間分別為61 ns和50 ns。
模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率
表5中的數(shù)據(jù)顯示，使用LTC2387-18在10 MSPS時，系統(tǒng)的THD性能低于15 MSPS（圖3的RC驅(qū)動電容C4和C2在180 MSPS時為10 pF）。
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| VIN（V p-p） | 采樣率 | –3 dB 頻率 | RQ | LPF 驅(qū)動程序 C | LPF 驅(qū)動程序 R | 信 噪 比 | 諧波失真 |
| 20 | 15 | 1兆赫 | 150 ? | 1500 點(diǎn)力 | 750 ? | 88分貝 | –96 分貝 |
| 10 | 89分貝 | –101 分貝 | |||||
| 15 | 2.3兆赫 | 75 ? | 680 點(diǎn)力 | 88分貝 | –93 分貝 | ||
| 10 | 88分貝 | –106 分貝 |
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遙控濾波器
驅(qū)動器和ADC之間的RC濾波器用于帶寬限制，以確保寬帶寬范圍內(nèi)的低噪聲并獲得更好的SNR。RC值決定了–3 dB截止頻率。降低 R 有時會導(dǎo)致振鈴和不穩(wěn)定。增加 R 會增加采樣誤差。對 C 使用較低的值將導(dǎo)致較高的充電反沖，但允許更快的充電時間。較高的 C 值將產(chǎn)生較低的充電反沖，但也會導(dǎo)致充電時間變慢。此外，設(shè)置RC值對于確保樣品在給定的采集時間內(nèi)沉降至關(guān)重要。使用數(shù)據(jù)手冊的推薦值和精密ADC驅(qū)動器工具的建議值將是一個很好的起點(diǎn)。
精密ADC驅(qū)動器工具是一個全面的工具，有助于預(yù)測在驅(qū)動器和ADC之間使用不同RC值時的系統(tǒng)性能。可以使用此工具檢查的一些參數(shù)是采樣誤差時的電荷反沖和采集時間。
為了通過使用3 Ω和25 pF RC實(shí)現(xiàn)較低的–180 dB截止頻率，輸入信號的建立和電荷反沖會受到影響。為了具有較低的–3 dB截止頻率并確保輸入信號在采集周期內(nèi)正確建立，可以選擇使用較低的采樣速率。根據(jù)LTC2387-18數(shù)據(jù)手冊，采集時間通常為周期時間減去39 ns。在2387 MSPS下優(yōu)化LTC18-15可實(shí)現(xiàn)27.67 ns的采集時間，而在10 MSPS下使用該器件可實(shí)現(xiàn)61 ns的采集時間。
借助精密ADC驅(qū)動器工具，圖4a至4c總結(jié)了使用不同RC值時的反沖差和RC時間常數(shù)（Tau），以及10 MSPS和15 MSPS采樣速率的采集時間。圖4a顯示了LTC25-82在15 MSPS采樣速率下使用推薦的RC值2387 Ω和18 pF的建立響應(yīng)。圖4b顯示了使用180 pF的C時RC時間常數(shù)更高，對于27 MSPS采樣速率，該時間常數(shù)可防止輸入在6.15 ns的采集時間內(nèi)建立。圖4c使用與圖4b相同的RC（25 Ω和180 pF），但當(dāng)使用61 MSPS采樣速率時，采集時間增加到10 ns后，信號能夠建立。
圖4.不同采樣速率的充電反沖、RC_Tau、采集時間：（a） 15 MSPS 采樣率，并使用 LTC2387-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 82 pF），（b） 15 MSPS 采樣速率并使用 LTC2386-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 180 pF），以及 （c） 10 MSPS 采樣速率，使用 LTC2386-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 180 pF）。
LPF 驅(qū)動器電阻器選擇
LPF驅(qū)動器的–3 dB截止頻率可以通過改變R或C來實(shí)現(xiàn)。影響系統(tǒng)總噪聲的因素之一是來自電阻的噪聲。根據(jù)噪聲計(jì)算公式，理論上可以通過降低電阻值來降低電阻噪聲。對于此活動，已嘗試將兩個電阻值作為LPF驅(qū)動器R、750 Ω和412 Ω。理論上預(yù)計(jì)，當(dāng)R較低時，SNR會更好，但從收集的數(shù)據(jù)來看，如表2和表3所示，SNR并沒有太大改善，相反，對THD性能的影響更明顯。
LPF電阻越低（圖1中的R），放大器所需的電流要求就越高。使用較低值電阻時，運(yùn)算放大器輸出電流高于最大線性電流驅(qū)動能力。
放大器驅(qū)動器選擇
實(shí)現(xiàn)器件最佳性能的最佳規(guī)格對于選擇要使用的ADC驅(qū)動器至關(guān)重要。數(shù)據(jù)收集使用了兩個ADC驅(qū)動器，即ADA4899-1和LTC6228。這些 ADC 驅(qū)動器是驅(qū)動 LTC2387-18 的理想選擇，LTC4899-1 已用于實(shí)驗(yàn)室測量。在選擇ADC驅(qū)動器時考慮的一些規(guī)格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅(qū)動能力。根據(jù)所進(jìn)行的測試，就THD和SNR而言，ADA6228-<>和LTC<>的性能差異可以忽略不計(jì)。
LPF 設(shè)計(jì)和應(yīng)用指南
圖5所示為LPF電路。五個相等電阻（R1至R5）、一個用于調(diào)節(jié)LPF時間響應(yīng)的電阻（RQ）、兩個相等的接地電容（C1和C2）和一個反饋電容（C3）（其值為接地電容的十分之一）完善了LPF無源元件集（±1%電阻和±5%電容）。
圖5.LPF 電路。
簡單的LPF設(shè)計(jì)程序（注1）
R1 到 R5 = R、C1 和 C2 = C。
為了獲得最小的失真，電阻R1至R5必須在600 Ω至750 Ω范圍內(nèi)。
集合 R = 750 Ω
C = 1.5E9/f3 分貝最接近的標(biāo)準(zhǔn) 5% 電容器，單位為 pF、F3 分貝是 LPF –3 dB 頻率（注 2）
例如：如果 f3分貝為 1 MHz，則 C = （1.5E9）/（1E6） = 1500 pF
C3 = C/10
RQ = R/5 或 R/10（注 3 和 4）
注1. 簡單的濾波器設(shè)計(jì)只需要一個計(jì)算器，并且不需要非線性s域方程。
注2. 如果 R = 619 Ω，則 C = 1.8E9/f3 分貝， f3 分貝是 LPF –3 dB 頻率。
注3. RQ = R/5表示最大阻帶衰減，R/10表示低過沖和快速建立。
對于 RQ/5 和 RQ/10，在 70× f 時，阻帶衰減分別為 –62 dB 和 –10 dB–3 分貝.
注4. 如果 RQ = R/10，則 –3 dB 頻率比 RQ = R/7 低 5%，因此 R1 到 R5 為 0.93×RQ/5 的 R。
說明5. 從LPF驅(qū)動器差分輸出到ADC輸入的PCB走線距離必須為1''或更小。
說明6. LPF 運(yùn)算放大器的 V抄送和 V電子電氣輸出線性電壓擺幅分別為6 V和–1 V，電壓擺幅為0 V至4.098 V。
結(jié)論
表2至表5的SNR和THD數(shù)據(jù)提供了圖2所示電路性能的見解。通過增加電容器來降低LPF帶寬會增加SNR（更低的LPF噪聲帶寬）。較低的LPF帶寬會增加失真（因?yàn)長PF建立時間比最小采樣誤差所需的時間長）。此外，如果LPF電阻值過低，則THD會降低，因?yàn)長PF運(yùn)算放大器驅(qū)動反饋電阻和反相運(yùn)算放大器輸入電阻（運(yùn)算放大器輸出電流越高，失真增加）。
LTC10-2387 ADC采用18 MSPS采樣頻率，LPF通帶必須為1 MHz或更高，以最大限度地降低THD。將LPF設(shè)置為1 MHz是SNR、THD和足夠的ADC混疊保護(hù)的任意折衷方案。
審核編輯：郭婷
工商網(wǎng)監(jiān)
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