Matthew “Rusty” Juszkiewicz

經典的四電阻差動放大器解決了許多困難的測量問題。然而，總有一些應用需要比這些放大器提供的更大的靈活性。由于差動放大器中電阻的匹配直接影響增益誤差和共模抑制比（CMRR），因此在單個芯片上實現這些電阻可實現最佳性能。然而，僅依靠內部電阻來設置增益，用戶無法靈活地選擇制造商設計選擇之外的所需增益。

在信號鏈中使用固定增益放大器時，如果需要更多增益，通常會增加另一個放大器級以實現所需的總增益。雖然這種方法效果很好，但它會增加整體復雜性、所需的電路板空間、噪聲、成本等。或者，還有另一種方法可以在沒有第二增益級的情況下增加系統增益。通過在固定增益放大器上增加幾個電阻來提供正反饋路徑將減少整體負反饋，從而獲得更高的總增益。

在典型的負反饋配置中，反饋到反相輸入端的輸出部分稱為β，電路增益為1/β。當β = 1時，整個輸出信號返回到反相輸入，并實現單位增益緩沖器。β值越低，增益越高。

圖1.負反饋：同相運算放大器配置。

為了增加增益，必須降低β。這可以通過增加R2/R1的比率來完成。但是，對于固定增益差動放大器，無法降低反相輸入端的反饋，因為這需要更大的反饋電阻或更小的輸入電阻。通過向差動放大器的基準引腳提供輸出反饋，從而向同相輸入提供反饋，現在可以提高以前固定增益放大器的增益。運算放大器的組合β（βc）是β–和β+之間的差值，這將決定新的增益和帶寬。請注意，β+提供正面反饋，因此應注意確保凈反饋保持負面（β– > β+）。

圖2.組合測試版。

為了使用β+調整電路增益，第一步是計算β–（對于初始電路β）。請注意，衰減項G_attn是差動放大器正輸入端的信號與運算放大器同相輸入端的信號之比。

一旦選擇了所需的增益，就可以確定所需的β，從而確定β+。由于固定增益放大器具有已知增益，因此β的計算非常簡單。

量β+正好是輸出信號中返回到運算放大器同相輸入端的部分。請記住，由于通過β+的反饋將進入基準引腳，因此信號將通過兩個電阻分壓器（見圖3），為了實現正確的β+，需要考慮這兩個分壓器。

差動放大器的一個關鍵特性是CMRR。正負網絡上的匹配電阻比對于良好的CMRR至關重要，因此還應與正輸入電阻串聯一個電阻（R5），以平衡基準引腳上增加的電阻。

圖3.四電阻固定增益差動放大器：增益調整。

為了確定電阻R3和R4的所需值，可以使用戴維寧等效電路來簡化分析。

圖4.戴維寧等效電路。

如上所述，為了保持良好的CMRR，必須添加R5。R5的值由R3和R4的并聯組合與輸入衰減器中的電阻比率相同決定。由于R1/R2的比率=（1/G_attn）-1，R1和R5可以用比率的R2和R3代替||R4，分別。

圖5.簡化的正輸入電阻網絡。

如前所述，來自 V 的增益外簡化電路的 to A_in+ 必須等于 1/β+。

由于R3和R4加載運算放大器，因此應注意不要選擇過小的值。一旦選擇了所需的負載（R3 + R4），R3和R4的值就可以從公式4中輕松計算出來。一旦確定了R3和R4，就可以從R5計算R3||R4 × α。

由于這種技術依賴于電阻的比率，因此具有很大的靈活性。在噪聲和功耗之間需要權衡，電阻值應足夠大，以防止運算放大器過載。此外，由于R5與R3和R4成比，因此應使用相同類型的電阻器以在整個溫度范圍內保持良好的性能。如果R3、R4和R5一起漂移，則比率將保持不變，并且由于這些電阻而引起的熱漂移（如果有的話）將最小。由于運算放大器的噪聲增益會增加，因此所得帶寬將按照增益帶寬乘積的βc/β–之比減小。

這種技術的一個很好的應用是AD8479，它是一款單位增益、高共模差動放大器。AD8479能夠在±600 V共模模式下測量差分信號，并且具有固定單位增益。某些應用需要大于單位的增益，前面描述的技術非常適合。電流檢測應用的另一個常見增益為10，因此設G1 = 10。

由于AD8479會衰減共模信號，然后增益差分信號以獲得單位的系統增益，因此在實現增益調整時需要考慮這一點。

由于正基準的增益為60，正輸入的增益為1，因此電路的噪聲增益為61。此外，由于總增益為單位，因此G_attn必須為1/噪聲增益：

使用公式6，可以輕松計算R3和R4：

AD8479的增益額定值為2 kΩ負載，因此這是R3 + R4的目標增益。

為了使用標準電阻值構建該電路，需要使用并聯電阻來實現比單個標準電阻更精確的比率。

圖6.G = 8479時AD10：最終原理圖。

從圖 7 可以看出，生成的輸出（藍色）為輸入（黃色）的 10×符合預期。

圖7.G = 8479時AD10：輸入和輸出示波器捕獲。

增益10電路的標稱帶寬預計為1/10千典型AD8479帶寬，因為βc/β– = 1/10，實際測得的–3 dB頻率為48 kHz。

圖8.G = 8479時AD10：–3 dB頻率。

圖9顯示，得到的脈沖響應和特征與預期一致。壓擺率與標準AD8479壓擺率相匹配，由于帶寬降低，建立時間更長。

圖9.G = 8479時AD10：脈沖響應。

由于新電路向運算放大器的兩個輸入端提供反饋，因此運算放大器的共模受任一輸入端信號的影響。這會改變電路的輸入電壓范圍，因此應對其進行評估，以避免運算放大器過驅。此外，由于噪聲增益增加，輸出端的頻譜和峰峰值電壓噪聲也將增加相同的系數。但是，當信號以輸入為參考時，影響可以忽略不計。最后，增益增加電路的CMRR等于前一個電路的CMRR，假設電阻R3、R4和R5沒有增加額外的共模誤差。由于實現R5是為了校正R3和R4的相加CMRR，因此可以使用R5將CMRR調諧到比原始電路更好的位置。但是，這將需要微調，并且在此過程中您將以CMRR的增益誤差進行交易。

該過程可用于利用固定增益差動放大器的優勢，而不受其固定特性的限制。由于該技術是通用的，因此可以與許多其他差動放大器一起使用。只需增加三個電阻即可在信號鏈中實現極大的靈活性，而無需添加任何有源元件，從而降低成本、復雜性和電路板間距。

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