摘要： 本文論述了功率MOSFET管導通電阻的正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)的雙重特性以及相對應的VGS的轉折電壓，功率MOSFET管在開通和關斷時要跨越這兩個區(qū)域的工作過程。說明了負載開關電路通過延長米勒平臺的時間來限制輸入浪涌電流的工作特點，分析了由于米勒平臺工作于負溫度系數(shù)區(qū)域，產(chǎn)生的開關損耗導致局部熱不平衡從而形成局部熱點的原因，并給出了局部熱點損壞的顯微圖片。通過相應的實驗表明：減小輸出電容，提高功率MOS管的散熱能力（更大的封裝），選用低閾值電壓，可以提高系統(tǒng)的可靠性，最后，文中給出了詳細的相關的實驗結果和波形。

關鍵詞： 浪涌電流，溫度系數(shù)，局部熱點，米勒平臺，負載開關

標準的教材和資料都論述到，功率MOSFET管的導通電阻具有正的溫度系數(shù)，能夠自動均流，因此可以并聯(lián)工作，事實上，從MOSFET的數(shù)據(jù)表的傳輸特性，可以看到，25℃和175℃的VGS電壓和ID電流值有一個交點，此交點的VGS為轉折電壓，在VGS轉折電壓以下的部分， RDS為負溫度系數(shù)，而在VGS轉折電壓以上的部分，RDS為正溫度系數(shù)，這樣的特性要求在設計過程中，要特別考慮VGS在轉折電壓以下工作區(qū)域。

在LCDTV及筆記本電腦的主板上，不同電壓的多路的電源在做時序的切換；此外，這些電源通常后面帶有較大的電容，在限制電容在充電的過程中產(chǎn)生的浪涌電流，以保護后面所帶的負載芯片的安全。因此，在這些不同電壓的多路的電源主回路中通常插入由功率MOSFET管分立元件組成的負載開關電路。注意到，在這個電路中，功率MOSFET管有很長的一段時間工作于VGS轉折電壓以下的RDS為負溫度系數(shù)的區(qū)域，因此要優(yōu)化相關外圍電路元件參數(shù)的選擇。

1、分立元件組成的負載開關電路及工作原理

圖1(a)中，當Q2導通時，VIN通過C1、R2充電，然后VGS的電壓即C1的電壓降低，當降低到功率MOSFET管的閾值電壓時，MOSFET開通，ID電流從0增加，VGS增加到米勒平臺電壓時，保持不變，此時，ID電流也保持不變，一段時間后，米勒電容的電荷放電完成，然后反向充電，VGS增加，此時功率MOSFET管基本完全導通，然后VDS緩慢的隨VGS增加降到最小值。Q2關斷時，C1通過R1、D1放電，過程和上述的充電基本相同。

圖1(b)中，開通過程中，充電回路為C1、R2//R1，放電回路為C1、R1。圖1(a )的充放電的電阻是獨立的，因此可以比較方便的選擇相關的值，圖1(b)中，充電回路的電阻為R2和R1并聯(lián)值，因此參數(shù)的計算在復雜一些，圖1(b)中主要應用于高的輸入電壓值，通過R1和R2分壓設定最大的G極電壓值。

(a) 帶二極管 (b) 不帶二極管

圖1：分立元件組成的負載開關電路原理圖

2 、負溫度系數(shù)分局部過熱

在開通過程中，VGS的電壓從閾值電壓增加到米勒平臺電壓的時間與G極的充電電流、輸入電容相關，米勒平臺的時間和與G極的充電電流、米勒電容相關。這兩個時間段內(nèi)都會產(chǎn)生開關損耗，導致功率MOSFET管的溫度升高，基于圖1(a )的電路所測試的波形如圖2所示，所用MOSFET管為AO4407A。

圖2：負載開關電路開通波形

AO4407A的閾值電壓到米勒平臺電壓的時間為2.5 ms，米勒Miller平臺電壓的時間約為21ms，在這種控制輸入的浪涌電流的應用中，要求功率MOSFET管有相當長的一段時間內(nèi)工作于放大區(qū)，也就是從導通到米勒平臺結束的時間內(nèi)，功率MOSFET管都工作于放大區(qū)。

從功率MOSFET管的傳輸特性和溫度對其傳輸特性的影響，VGS有一個轉折電壓，在開通的過程中，RDS從負溫度系數(shù)區(qū)域向正溫度系數(shù)區(qū)域跨越，而在關斷過程中，RDS從正溫度系數(shù)區(qū)域向負溫度系數(shù)區(qū)域跨，事實上，在功率MOSFET管內(nèi)部，由大量的晶胞并聯(lián)而成，各個晶胞單元的RDS在開關過程中，動態(tài)的跨越負溫度系數(shù)區(qū)域的時候，會產(chǎn)生局部過熱。當某個區(qū)域單元的溫度較高時，其導通壓降降低，周邊的電流都會匯聚在這個區(qū)域，產(chǎn)生電流的涌聚，也就產(chǎn)生部分區(qū)域熱點。一些大電流的應用要求小的導通電阻，MOSFET管的晶胞單元密度高，各個單元的距離更小，另外，由于硅片單元特性及結構不一致性、封裝時硅片與框架焊接結面局部的空隙，容易形成的局部的大電流的單元，即熱點，其自身的溫度增加，同時也使其鄰近的單元的溫度增加。

從AO4407A的數(shù)據(jù)表，轉折電壓電壓大于5V，在轉折點處，器件的增益和溫度無關，溫度系數(shù)為0，AO4407A用于負載開關，從圖2可以看到，米勒平臺電壓約為3V，低于5V，這表明：功率MOSFET強迫工作于線性模式即放大區(qū)時，其RDS工作于負溫度系數(shù)區(qū)。

當內(nèi)部產(chǎn)生熱不平衡時，局部的溫度高，導致這些區(qū)域的VGS降低，而流過這些區(qū)域單元的電流卻進一步增加，功耗增加，溫度又進一步上升。其溫度上升取決于功率脈沖電流的持續(xù)時間、散熱條件和功率MOSFET單元的設計特性，熱失衡導致大的電流集中到一個局部區(qū)域，形成熔絲效應，產(chǎn)生局部熱點，最后導致這些區(qū)域的單元的柵極失控，功率MOSFET內(nèi)部寄生的三極導通，從而損壞器件。局部熱點損壞的顯微圖如圖3所示。

圖3：局部熱點損壞的顯微圖

3、 設計參數(shù)優(yōu)化及器件選擇

3.1、封裝及熱阻的影響

基于圖1(a)中的電路圖，以AO4407A和AOD413A做對比實驗，輸入電壓為12V，兩個元件的參數(shù)如表1所示。AO4407A的封裝為SO8，AOD413A封裝為TO252，明顯的，AOD413A的封裝體積大，其熱阻小，允許耗散的功率大。圖1中C1=0.1 uF，C2=0.1uF，R2=100K，注意到C1遠大于兩個元件的輸入電容，C2遠大于兩個元件的米勒電容，因此在電路中，元件本身的輸入電容和米勒電容可以忽略，如果外部的元件參數(shù)相同，在電路中用AO4407A和AOD413A，兩者基本上具有相同的米勒平臺的時間，如圖4(a) 和圖4(b)所示。

表1：AO4407A和AOD413A參數(shù)

為了對比AOD413A 和AO4407A抗熱沖擊的能力，延長米勒平臺的時間，到2.5S，即將R2的電阻增大到910K，C2電容增大到3.1uF，在此條件下做對比實驗，AO4407A的電路開關1、2次，AO4407A就損壞了，而AOD413A的電路多次的開關，AOD413A仍然可以正常的工作。因為AOD413A具有較低的熱阻25°C/W和較大的耗散功率，因此，在較長的米勒平臺的時間內(nèi)產(chǎn)生的熱量可以充分的消散，局部過熱產(chǎn)生的熱不平衡的影響減小。AO4407A的熱阻為40°C/W。注意到，G極的串聯(lián)電阻和米勒電容增加，除了米勒平臺的時間增加，同時，輸入浪涌電流的峰值也大幅度的降低，從應用的角度來說，，輸入浪涌電流的峰值越小，對后面的系統(tǒng)的沖擊就越小，但帶來的問題是，功率MOS管的熱損耗增加，也增大了損壞的可能性。實驗波形如圖4(c) 和圖4(d)所示。

3.2 、閾值電壓的影響

通常，對于功率MOS管，不同的閾值電壓對應于不同的轉折電壓，閾值電壓越低，那么轉折電壓也越低。選用AO4403和AO4407A作對比實驗，它們的封裝SO8相同，閾值電壓不同，兩個MOSFET管具體的參數(shù)見表二所示。

表2：AO4407A和AO4403參數(shù)

輸入電壓為12V，R2=100K/C2=1uF，可以看到兩者具有相同的浪涌電流2.7A，AO4403的米勒平臺時間約為124ms，米勒平臺電壓為-1V；AO4407A的米勒平臺時間約為164ms，米勒平臺電壓為-3.6V。因此，同樣的外部參數(shù)，AO4403由于具有低的閾值電壓，因此，米勒平臺時間要短，開通過程中產(chǎn)生的損耗減小，從而減小系統(tǒng)的熱不平衡，提高系統(tǒng)的可靠性。實驗波形如圖4(e) 和圖4(f)所示。

圖4：不同電路參數(shù)的波形

基于電路圖1(b)進一步做實驗，輸入電壓12V，使用AO4449，取R1=47K/R2=15K，對應于不同的C1和C~O~的實驗結果如表3所示。

表3：電路圖1(b)的實驗結果

從表中可以看到：輸出的電容越大，浪涌電流越大，為了達到同樣限定的浪涌電流值，使用的C1的電容值越大。C1越大，浪涌電流越小，但消耗的功率增加，功率MOSFET管的溫升增加，在MOSFET管內(nèi)部晶胞單元的熱不平衡越大，也越容易損壞。

3.3、PCB布局

實際設計的負載開關系統(tǒng)中常用表貼元件，為了盡可能的增強功率MOS管的散熱性，對于PCB的布局，通常要采用如圖5所示的方式，用大的銅皮鋪在功率MOS管的S和D極，并打過孔。

圖5：PCB布局

4 、 結論

（1）功率MOSFET管導通電阻的溫度系數(shù)對應的VGS有一個轉折電壓，在轉折電壓以下，為負溫度系數(shù)，無法自動平衡均流；在轉折電壓以上，為正溫度系數(shù)，可以自動平衡均流。

（2）功率MOSFET管在開關的過程中要跨越正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)區(qū)，并在米勒平臺處產(chǎn)生較大的開關損耗。

（3）負載開關電路通過增加米勒電容或輸入電容延長米勒平臺時間來抑止浪涌電流，電容值越大，浪涌電流越小，開關損耗越大，由于米勒平臺處為負溫度系數(shù)，因此也越容易形成局部的熱點損壞。

（4）減小輸出電容，提高功率MOSFET管的散熱能力（更大的封裝），選用低閾值電壓，可以提高系統(tǒng)的可靠性。

本文發(fā)表于《電子技術應用》，2010.12