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John Ardizzoni 和 Jonathan Pearson
引言
大多數(shù)現(xiàn)代高性能ADC使用差分輸入抑制共模噪聲和干擾。 由于采用了平衡的信號(hào)處理方式，這種方法能將動(dòng)態(tài)范圍提高2倍，進(jìn)而改善系統(tǒng)總體性能。 雖然差分 輸入型 ADC也能接受單端輸入信號(hào)，但只有在輸入差分信號(hào)時(shí)才能獲得最佳ADC性能。 ADC驅(qū)動(dòng)器專門設(shè)計(jì)用于提供這種差分信號(hào)的電路—可以完成許多重要的功能，包括 幅度調(diào)整、單端到差分轉(zhuǎn)換、緩沖、共模偏置調(diào)整和濾波等。 自從推出 AD8138,1 以后，差分ADC驅(qū)動(dòng)器已經(jīng)成為數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中不可或缺的信號(hào)調(diào)理元件。
圖1：差分放大器
圖1是一種基本的完全差分電壓反饋型ADC驅(qū)動(dòng)器。 這個(gè)圖與傳統(tǒng)運(yùn)放的反饋電路有兩點(diǎn)區(qū)別：差分ADC驅(qū)動(dòng)器有一個(gè)額外的輸出端(V上)和一個(gè)額外的輸入端(VOCM) 。 當(dāng)驅(qū)動(dòng)器 與差 分 輸入型ADC連接時(shí)，這些輸入輸出端可以提供很大的靈活性。
與單 端 輸出相反，差 分ADC驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)生平衡的差分輸出信號(hào)—相對(duì)于VOCM—在V上與V上 之間。 這里的P指的是正，N指的是負(fù)。 VOCM輸入信號(hào)控制輸出共模電壓。 只要輸入與輸出信號(hào)處于規(guī)定范圍內(nèi)，輸 出共模電壓必定等于VOCM輸入端的電壓。 負(fù)反饋和高開環(huán)增益致使放大器輸入端的電壓VA+和V一個(gè)- 實(shí)質(zhì)上相等。
為了便于后面的討論，需要明確一些定義。 如果輸入信號(hào)是平衡信號(hào)，那么V知識(shí)產(chǎn)權(quán)和V在 相對(duì)于某個(gè)公共參考電壓的幅度應(yīng)該是相等的，相位則相反。 當(dāng)輸入信號(hào)是單端信號(hào)時(shí)，一個(gè)輸入端是固定電壓，另一 個(gè)輸入端的電壓相對(duì)這個(gè)輸入端變化。 無(wú)論是哪種情況，輸入信號(hào)都被定義為 在知識(shí)產(chǎn)權(quán) –在在。
差模輸入電壓V在, dm和共模輸入電壓V在, cm的定義見公式1和公式2。
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| ? | ??? | (1, 2) |
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雖然這個(gè)共模電壓的定義應(yīng)用于平衡輸入時(shí)很直觀，但對(duì)單端輸入同樣有效。
輸出也有差模和共模兩種，其定義見公式3和公式4。
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| ? | ??? | (3, 4) |
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需要注意實(shí)際的輸出共模電壓V外， cm和VOCM輸入端之間的差異，這個(gè)差異決定了輸出共模電平。
對(duì)差分ADC驅(qū)動(dòng)器的分析比對(duì)傳統(tǒng)運(yùn)放的分析要復(fù)雜得多。 為了簡(jiǎn)化代數(shù)表達(dá)式，暫且定義兩個(gè)反饋系數(shù)β1和β2，見公式5和公式6。
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??? | (5, 6) |
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在大多數(shù)ADC驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中 β1= b2, 但含有 V知識(shí)產(chǎn)權(quán)在在在OCM, 1和2項(xiàng)的 在外, dm通用閉環(huán)公式對(duì)于了解β失配對(duì)性能的影響非常有用。在外, dm 的計(jì)算見公式7，其中包括了與頻率相關(guān)的放大器有限開環(huán)電壓增益A(s)。
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| ? |
| ? | ??? | (7) |
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當(dāng) b1≠ b2, 差分輸出電壓取決于VOCM—這不是理想的結(jié)果，因?yàn)?它產(chǎn)生了偏移，并且在差分輸出中有過(guò)大的噪聲。 電壓反饋架構(gòu)的增益帶寬積是常數(shù)。 有趣的是，增益帶寬積中的增益是兩個(gè)反饋系數(shù)平均值的倒數(shù)。
當(dāng) b1= b2 ≡ |?β, 公式7可以被簡(jiǎn)化為公式8。
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| ? | ??? | (8) |
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這個(gè)表達(dá)式大家可能更加熟悉。 當(dāng) A(s) → ∞. 理想的閉環(huán)增益可以簡(jiǎn)化為RF/RG 增益帶寬乘積公式看起來(lái)也很熟悉，其中的"噪聲增 益 "與傳統(tǒng)運(yùn)放一樣，等于1/β。
反饋系數(shù)匹配的差分ADC驅(qū)動(dòng)器的理想閉環(huán)增益見公式9。
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??? | (9) |
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輸出平衡是差分ADC驅(qū)動(dòng)器的一個(gè)重要性能指標(biāo)，它分兩個(gè)方面：幅度平衡和相位平衡。 幅度平衡用于衡量?jī)蓚€(gè)輸出在幅度方面的接近 程度，對(duì)于理想放大器來(lái)說(shuō)它們是完全一致的。 輸出相位平衡用于衡量?jī)蓚€(gè)輸出的相位差與180°的接近程度。 輸出幅度或相位的任何 失衡都會(huì)在輸出信號(hào)中產(chǎn)生有害的共模分量。 輸出平衡誤差（公式10）是差分輸入信號(hào)產(chǎn)生的輸出共模電壓與相同輸入信號(hào)產(chǎn)生的輸 出差模電壓的對(duì)數(shù)比值，單位是dB。
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| ? | ??? | (10) |
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內(nèi)部共模反饋環(huán)路迫使V哎呀??, cm等于輸入端VOCM的電壓，從而達(dá)到完美的輸出平衡。
將輸入端接到ADC驅(qū)動(dòng)器
處理高速信號(hào)的系統(tǒng)經(jīng)常會(huì)用到ADC驅(qū)動(dòng)器。 分隔距離超 過(guò)信號(hào)波長(zhǎng)一小段的器件之間必須用具有受控阻抗的電氣傳輸線連接，以避免 破壞信號(hào)完整性。 當(dāng)傳輸線的兩端用其特征阻抗端接時(shí)可以取得最佳性能。 驅(qū)動(dòng)器一般放在靠近ADC的地方，因此在它們之間不要求使 用受控阻抗連接。 但到ADC驅(qū)動(dòng)器輸入端的引入信號(hào)連接通常很長(zhǎng)，必須采用正確電阻端接的受控阻抗連接。
不管是差分還是單端，ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入阻抗必須大于或等于理想的終端電阻值，以便添加的終端電阻RT能與放大器輸入端并聯(lián)達(dá)到 要求的電阻值。 本文討論的例子中的所有ADC驅(qū)動(dòng)器都設(shè)計(jì)成具有平衡的反饋比，如圖2所示。
圖2：差分放大器的輸入阻抗
因?yàn)閮蓚€(gè)放大器輸入端之間的電壓被負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)到零，因此兩個(gè)輸入端處于連接狀態(tài)，差分輸入阻抗R在就簡(jiǎn)單地等于2×RG。 為了匹配傳輸線阻抗 RL，需要將由公式11計(jì)算得到的電阻RT跨接在差分輸入端。 圖3給出了典型的電阻值，其中 RF= RG = 200 Ω, 理想的 RL， dm= 100 Ω，RT= 133 Ω.
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??? | (11) |
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圖3：匹 配100Ω?jìng)鬏斁€。
單端輸入的端接更加麻煩。 圖4描述了采用單端輸入和差分輸出的ADC驅(qū)動(dòng)器工作原理。
圖4：采用單端輸入的ADC驅(qū)動(dòng)器例子。
雖然輸入是單端的，但 VIN， dm 等于 V在. 因?yàn)殡娮鑂F和RG 是相等和平衡的，因此增益是1，而且差分輸出 在上–在上, 等于輸入，即 4 V p-p. 在出，厘米= VOCM = 2.5 V ，而且從下方的反饋電路可以看出，輸入電壓 VA+ 和 V一個(gè)– 等于 V上/2.
根據(jù)公式3和公式4， V上= VOCM+ V在/2, 即2.5V±1V的同相擺幅； V上= VOCM–在在/2, 即2.5V±1V的反相擺幅。 這樣，VA+ 和 V一個(gè)– 的擺幅等于 1.25V±0.5V。 The 必須由 V在 提供的電流交流分量等于 (2 V – 0.5 V)/500 Ω = 3 mA, 因此到地的電阻必須匹配，從 V在, 看過(guò)去為 667 Ω.
當(dāng)每個(gè)環(huán)路的反饋系數(shù)都匹配時(shí)，公式12 就是計(jì)算這個(gè)單端輸入電阻的通式，其中R在, se是單端輸入電阻。
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??? | (12) |
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這是計(jì)算終結(jié)電阻的出發(fā)點(diǎn)。 然而值得注意的是，放大器增益公式基于零阻抗輸入源的假設(shè)。 由于存在單端輸入造成的不平衡而必須 加以匹配的重要源阻抗只會(huì)增加上面RG的阻值。 為了保持平衡，必須增加下面RG的阻值來(lái)實(shí)現(xiàn)匹配，但這會(huì)影響增益值。
雖然可以為解決端接單端信號(hào)問(wèn)題而采用一個(gè)封閉形式的解決方案，但一般使用迭代的方法。 在下面的例子中這種需求將變得很明顯。
在圖5中，為了保持低的噪聲，要求單端到差分增益為1，輸入終結(jié)電阻為50Ω，反饋和增益電阻值在200Ω 左右。
根據(jù)公式12可以算出單端輸入電阻為267Ω。公式13表明，并聯(lián)電阻RT應(yīng)等于61.5Ω，才能將267Ω輸入電阻減小至50 Ω.
圖5：?jiǎn)味溯斎胱杩?/strong>
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| ? | ??? | (13) |
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圖6是帶源電阻和終端電阻的電路。 帶50Ω源電阻的源開路電壓為2Vp-p。 當(dāng)源用50Ω端接時(shí)，輸入電壓減小到1V p-p，這個(gè)電壓也是單位增益驅(qū)動(dòng)器的差分輸出電壓。
圖6：帶源電阻和終端電阻的單端電路。
這個(gè)電路初看起來(lái)非常完整，但不匹配的61.5Ω電阻與50Ω的并聯(lián)并增加到了上面的RG電阻，這就改變了增益和單端輸入電阻，并且造成 反饋系數(shù)失配。 在低增益情況下，輸入電阻的變化很小，暫時(shí)可以忽略，但反饋系數(shù)仍然必須匹配。 解決這個(gè)問(wèn)題的最簡(jiǎn)單方法是增加下面 RG的阻值。 圖7是一種Thévenin等效電路，其中上方的并聯(lián)組合用作源電阻
圖7：輸入源的Thévenin等效電路
有了這種替代方案后，就可以將2 7. 6Ω的電阻RTS 增加到下面的環(huán)路中實(shí)現(xiàn)環(huán)路反饋系數(shù)的匹配，如圖8所示。
圖8：平衡的單端端接電路
注意，1.1V p -p的Thévenin電壓要大于1V p-p的正確端接電壓，而每個(gè)增益電阻增加了2 7. 6Ω，降低了閉環(huán)增益。 對(duì)于大電阻(>1kΩ) 和低 增 益（1或2）來(lái)說(shuō)這些相反的效應(yīng)基本抵消，但對(duì)于小電阻或較高增益來(lái)說(shuō)并不能完全抵消。
圖8所示電路現(xiàn)在分析起來(lái)就很容易了，其中的差分輸出電壓可以用公式14計(jì)算。
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| ? | ??? | (14) |
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差分輸出電壓并不完全等于理想的1Vp-p，但可以通過(guò)修改反饋電阻實(shí)現(xiàn)最終獨(dú)立的增益調(diào)整，如公式15所示.
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| ? | ??? | (15) |
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圖9是用標(biāo)準(zhǔn)1%精度電阻實(shí)現(xiàn)的完整電路。
圖9：完整的單端端接電路。
觀察: 參考圖9，驅(qū)動(dòng)器的單端輸入電阻RJ 米, s e由于RF和RG的改變而變化。 驅(qū)動(dòng)器上端環(huán)路的增益電阻是200Ω ，下端環(huán)路的電阻是 200 Ω + 28 Ω = 228 Ω 。 在不同增益電阻值的情況下計(jì)算RJ 米, s e首先要求計(jì)算兩個(gè)β值，見公式16和公式17。
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| ? | ??? | (16) |
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| ? | ??? | (17) |
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輸入電阻 R在, se的計(jì)算見公式18。
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| ? | ??? | (18) |
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這個(gè)值與原來(lái)計(jì)算的267Ω稍有不同，但對(duì)RT的計(jì)算沒有顯著的影響，因?yàn)镽 在如果T 是并聯(lián)的關(guān)系。
如果需要更精確的總體增益，可以使用更高精度或串聯(lián)的可調(diào)電阻。
述的單次迭代方法非常適合閉環(huán)增益為1或2的場(chǎng)合。 增益越高，RTS的值越接近RG值，用公式18計(jì)算的R在, se 值與用公式12計(jì)算的R在, se值之間的差異就越大。 在這些情況下要求采用多次迭代。
多次迭代并不難實(shí)現(xiàn)：最近ADI公司發(fā)布的可下載的差分放大器計(jì)算工具, ADIsimDiffAmp? （參考文獻(xiàn)2）和 ADI Diff Amp Calculator?（參 考文獻(xiàn)3）足以擔(dān)當(dāng)此任，它們能在幾秒內(nèi)完成上述計(jì)算。
輸入共模電壓范圍
輸入共模電壓范圍(ICMVR)規(guī)定了正常工作狀態(tài)下可以施加于差分放大器輸入端的電壓范圍。 在這些輸入端上呈現(xiàn)的電壓可以被稱為ICMV、 V碳化或VA。 這個(gè)ICMVR指標(biāo)經(jīng)常被誤解。 最常遇到的難題是確 定差分放大器輸入端的實(shí)際電壓，特別是相對(duì)于輸入電壓而言。 知道變量V±在厘米 β和VOCM的值后，當(dāng)β不相等時(shí)使用通式19、當(dāng)β相等時(shí)使用簡(jiǎn)化公式20就可以計(jì)算出放大器的輸入電壓(VA)。±
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| ? |
| ? | ??? | (19) |
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??? | (20) |
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記住V一個(gè)始終是按比例縮小的輸入信號(hào)，這一點(diǎn)非常有用（見圖4）。 不同的放大器類型有不同的輸入共模電壓范圍。 ADI公司的高速差分ADC驅(qū)動(dòng)器有兩種輸入級(jí)配置，即中心型和偏移型。 中心型ADC驅(qū)動(dòng)器的輸入電壓離每個(gè)電壓軌有約1V的距離（因此叫中心型）。 而偏移 型輸入級(jí)增加了兩個(gè)晶體管，允許輸入端電壓擺幅更接近–VS軌。 圖10是一個(gè)典型差分放大器（Q2和Q3）的簡(jiǎn)化輸入原理圖。
圖10：具有偏移型ICMVR的簡(jiǎn)化差分放大器。
偏移型輸入架構(gòu)允許差分放大器處理雙極性輸入信號(hào)，即使放大器是采用單電源供電，因此這種架構(gòu)非常適合輸入是地或地電平以下的單電源應(yīng)用。 在輸入端增加的 PNP晶體管(Q1和Q4)可以將差分對(duì)的輸入電壓向上偏移一個(gè)晶體管的V是電壓 。 例如，當(dāng)-IN端電壓為-0.3V時(shí)，A點(diǎn)電壓將為0.7V，允許差分對(duì)正常工作。 沒有 PNP（中心型輸入級(jí)）時(shí)，A點(diǎn)的-0.3V電壓將使NPN差分對(duì)處于反向偏置狀態(tài)，因而無(wú)法正常工作。
表1提供了ADI公司ADC驅(qū)動(dòng)器的多數(shù)指標(biāo)一覽表。 對(duì)這張表粗略一看就能發(fā)現(xiàn)哪些驅(qū)動(dòng)器具有偏移型ICMVR，哪些沒有。
表1：高速ADC驅(qū)動(dòng)器的指標(biāo)。
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| ADC驅(qū)動(dòng)器 | ICMVR | 在OCM | 過(guò)采樣模擬前端增益為10時(shí)的ADC噪聲預(yù)算 | ||||||||||
| 供電電壓 | 供電電壓 |
輸出擺幅(V) ? |
我供應(yīng)（毫安） | ||||||||||
| 產(chǎn)品型號(hào) | 帶寬(MHz) | 壓擺率(V/μs) | 噪聲(nV) |
±5 V ? |
±5 V |
±3.3 V ? |
±3 V ? |
±5 V |
±5 V ? |
±3.3 V ? |
±3 V ? |
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| AD8132 | 360 | 1000 | 8 |
–4.7 至 +3 ? |
0.3 到 3 | 0.3 到 1.3 | 0.3 到 1 |
±3.6 ? |
1 到 3.7 |
— ? |
0.3 到 1 |
±1 ? |
12 |
| AD8137 | 76 | 450 | 8.25 | –4 至 +4 | 1 到 4 | 1 到 2.3 | 1 到 2 | ±4 | 1 到 4 | 1 到 2.3 | 1 到 2 | RR | 3.2 |
| AD8138 | 320 | 1150 | 5 | –4.7 至 +3.4 | 0.3 到 3.2 | — |
— ? |
±3.8 | 1 到 3.8 |
— ? |
— ? |
±1.4 | 20 |
| AD8139 | 410 | 800 | 2.25 | –4 至 +4 | 1 到 4 |
— ? |
— ? |
±3.5 | 1.5 到 3.5 |
— ? |
— | RR | 24.5 |
|
ADA4927-1/ ADA4927-2 |
2300 | 5000 | 1.4 | –3.5 至 +3.5 | 1.3 到 3.7 |
— ? |
— ? |
±3.5 | 1.5 到 3.5 |
— ? |
— ? |
±1.2 | 20 |
|
ADA4932-1/ ADA4932-2 |
1000 | 2800 | 3.6 | –4.8 至 +3.2 | 0.2 到 3.2 |
— ? |
— ? |
±3.8 | 1.2 到 3.2 |
— ? |
— ? |
±1 | 9 |
|
ADA4937-1/ ADA4937-2 |
1900 | 6000 | 2.2 |
— ? |
0.3 到 3 | 0.3 到 1.2 |
— ? |
— ? |
1.2 到 3.8 | 1.2 到 2.1 |
— ? |
±0.8 | 39.5 |
|
ADA4938-1/ ADA4938-2 |
1000 | 4700 |
2.6 ? |
–4.7 至 +3.4 | 0.3 到 3.4 |
— ? |
— ? |
±3.7 |
1.3 到 3.7 ? |
— ? |
— | ±1.2 | 37 |
|
ADA4939-1/ ADA4939-2 |
1400 | 6800 |
2.6 ? |
— ? |
1.1 到 3.9 | 0.9 到 2.4 |
— ? |
— ? |
1.3 到 3.5 | 1.3 到 1.9 |
— ? |
±0.8 | 36.5 |
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輸入和輸出耦合：交流或直流
需要交流耦合還是直流耦合對(duì)差分ADC驅(qū)動(dòng)器的選擇有很大的影響。 輸入和輸出耦合之間的考慮因素也不同
交流耦合型輸入級(jí)電路見圖11。
圖11 ：交流耦合型ADC驅(qū)動(dòng)器。
對(duì)于采用交流耦合輸入的差分至差分應(yīng)用來(lái)說(shuō)，放大器輸入端呈現(xiàn)的直流共模電壓等于直流輸出共模電壓，因?yàn)橹绷鞣答侂娏鞅?輸入電容隔離了。 另外，直流反饋系數(shù)也是匹配的，完全等于單位1。 VOCM—和由此得到的直流輸入共模電壓—經(jīng)常被設(shè)置在電源電壓 的一半左右。 具有中心型輸入共模范圍的ADC驅(qū)動(dòng)器非常適合這類應(yīng)用，它們的輸入共模電壓接近規(guī)定范圍的中心。
交流耦合單端至差分應(yīng)用與對(duì)應(yīng)的差分輸入應(yīng)用非常相似，但在放大器輸入端具有共模紋波—按比例縮小的輸入信號(hào)"復(fù)制品"。 具 有中心型輸入共模范圍的ADC驅(qū)動(dòng)器將平均輸入共模電壓設(shè)定在規(guī)定范圍的中間，因而能為大多數(shù)應(yīng)用中的紋波提供足夠的富余度。
當(dāng)輸入耦合方式可選時(shí)，值得人們注意的是，采用交流耦合輸入的ADC驅(qū)動(dòng)器比采用直流耦合輸入的相似驅(qū)動(dòng)器耗散更少的功率，因 為兩個(gè)反饋環(huán)路中都不存在直流共模電流。
當(dāng)ADC要求輸入共模電壓與驅(qū)動(dòng)器輸出端電壓完全不同時(shí)，交流耦合ADC驅(qū)動(dòng)器的輸出就非常有用。 當(dāng)VOCM值被設(shè)在電源電壓一半附 近時(shí)，驅(qū)動(dòng)器將有最大的輸出擺幅，但當(dāng)驅(qū)動(dòng)要求非常低輸入共模電壓的低電壓ADC時(shí)會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。 走出這個(gè)困境的簡(jiǎn)單方法(圖12)是驅(qū)動(dòng)器輸出和ADC 輸入之間采用交流耦合連接，從驅(qū)動(dòng)器輸出中去除ADC的直流共模電壓，并允許適合ADC的共模電平應(yīng)用于交流耦合側(cè)。 例如，驅(qū)動(dòng)器可以工作在單5V 電源和 VOCM = 2.5V,條件下，而ADC可以工作在單1.8V電源，此時(shí)在標(biāo)記為ADC CMV的點(diǎn)必需施加0.9V的輸入共模電壓。
圖 12：采用交流耦合輸出的直流耦合輸入電路
具有偏移型輸入共模范圍的驅(qū)動(dòng)器一般最適合工作在單電源直流耦合系統(tǒng)中，這是因?yàn)檩敵龉材ｋ妷和ㄟ^(guò)反饋環(huán)路實(shí)現(xiàn)了分壓，而且它 的可變分量可以非常接近地，即負(fù)電壓軌。 當(dāng)采用單端輸入時(shí)，輸入共模電壓由于輸入相關(guān)的紋波而更接近負(fù)電壓軌
采用雙電源、單端或差分輸入以及交流或直流耦合的系統(tǒng)通常可以采用任一種輸入級(jí)電路，因?yàn)楦挥喽仍黾恿恕?/p>
表2總結(jié)了在輸入耦合和電源的各種組合方式下最常用的ADC驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)電路類型。 然而，這些選擇未必總是最好的，應(yīng)該對(duì)每個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行具體分析。
表2：耦合和輸入級(jí)電路選項(xiàng)
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| 輸入耦合方式 | 輸入信號(hào) | 電源 | 輸入類型 |
| 任意 | 任意 |
雙電源 ? |
中心型 |
| 交流耦合 |
單端 ? |
單電源 | 中心型 |
| 直流耦合 | 單端 |
單電源 ? |
偏移型 |
|
交流耦合 ? |
差分 ? |
單電源 ? |
中心型 |
|
直流耦合 ? |
差分 ? |
單電源 ? |
中心型 |
?
輸出擺幅
為了最大化ADC的動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)該將它驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍。 但需要注意：將ADC驅(qū)動(dòng)得太厲害可能有損輸入電路，而驅(qū)動(dòng)不夠的話又會(huì)降 低分辨率。 將ADC驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍并不意味著放大器輸出幅度必須達(dá)到最大。 差分輸出的一個(gè)主要好處是每個(gè)輸出幅度只需達(dá)到傳 統(tǒng)單端輸出的一半。 驅(qū)動(dòng)器輸出可以遠(yuǎn)離電源軌，從而減少失真。 不過(guò)對(duì)單端驅(qū)動(dòng)器來(lái)說(shuō)沒有這個(gè)好處。 當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸出電壓接近電壓軌時(shí)，放大器將損失線性度，并引入失真。
對(duì)于對(duì)每一毫伏的輸出電壓都有要求的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，表1顯示相當(dāng)多的ADC驅(qū)動(dòng)器能夠提供軌到軌輸出，其典型富余量從幾毫伏到幾百毫伏不等，具體取決于負(fù)載
圖 13：采用5V電源的ADA4932在各種頻率下的諧波失真與VOCM的關(guān)系。
圖13是 ADA4932在各種頻率下的諧波失真與 VOCM的關(guān)系圖，是典型輸出擺幅在每個(gè)軌1.2V內(nèi)（富余量確定的。 輸出擺幅是信號(hào)的VOCM與V峰之和(1V )。 值得注意的是，失真在2.8V 以上（3.8 V峰或5V往下1.2V）開始迅速增加。 在低端，失真在2.2V (-1 V峰)時(shí)仍很低。 同樣的現(xiàn)象還將出現(xiàn)在帶寬和壓擺率的討論中。
噪聲
ADC的非理想特性包括量化噪聲、電子或隨機(jī)噪聲和諧波失真。 在大多數(shù)應(yīng)用中重要的一點(diǎn)是，噪聲通常是寬帶系統(tǒng)中最重要的性能指標(biāo)。
所有ADC內(nèi)部都存在量化噪聲，并且取決于位數(shù)n，n越大量化噪聲就越小。 因?yàn)榧词?理想"轉(zhuǎn)換器也有量化 噪聲，因此量化噪聲可以用作比較隨機(jī)噪聲和諧波失真的基準(zhǔn)。 ADC驅(qū)動(dòng)器的輸出噪聲應(yīng)該接近或低于ADC的隨機(jī)噪聲和失真。 下面先討論 ADC噪聲和失真的特征，然后介紹如何衡量ADC驅(qū)動(dòng)器噪聲與ADC性能之間的關(guān)系。
量化噪聲產(chǎn)生的原因是ADC將具有無(wú)限分辨率的模擬信號(hào)量化成有限數(shù)量的離散值。 n位ADC有2n個(gè)二進(jìn)制值。 兩個(gè)相鄰值之間的差代 表了可以分辨的最小差值，這個(gè)差值被稱為量化等級(jí)的最低有效位(L S B)，或q。 因此一個(gè)量化等級(jí)等于轉(zhuǎn)換器量程的1/2n。 如果一個(gè)不 斷變化的電壓經(jīng)過(guò)一個(gè)完美的n位ADC轉(zhuǎn)換，然后轉(zhuǎn)換回模擬信號(hào)，再?gòu)腁DC輸入中減去這個(gè)信號(hào)，那么差值看起來(lái)就像噪聲。 它有一個(gè) 公式21計(jì)算所得有效值(rms)：
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??? | (21) |
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從這里可以得出n位ADC在其奈奎斯待帶寬上的信號(hào)與量化噪聲比的對(duì)數(shù)(dB)公式22，這也是n位轉(zhuǎn)換器所能取得的最佳信噪比(SNR)。
ADC中的隨機(jī)噪聲 包含了熱噪聲、散粒噪聲和閃爍噪聲，一般要大于量化噪聲。 由于ADC的非線性產(chǎn)生的 諧波失真會(huì)在輸出信號(hào)中產(chǎn)生 與輸入信號(hào)諧波有關(guān)的有害信號(hào)。 總的諧波失真和噪聲 (THD + N)是一個(gè)重要的ADC性能參數(shù)，它衡量了電子噪聲和諧波失真與接近ADC滿 量程輸入范圍的模擬輸入信號(hào)之間的關(guān)系。 電子噪聲積分的帶寬包括了所要考慮的最后一個(gè)諧波頻率。 THD中的"T"（ttotal，總和）包括了前五個(gè)諧波失真分量，是連同噪聲一起的和的平方根，見公式23。
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公式23中的v1是輸入信號(hào)，在2到在6是前五個(gè)諧波失真分量， 在n是ADC的電子噪聲。
T HD+噪聲）的倒數(shù)被稱為信號(hào)與噪聲失真比，簡(jiǎn)稱SINAD，通常用dB表示，見公式24。
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如果SINAD被信號(hào)與量化噪聲比代替（公式22），我們就能定義轉(zhuǎn)換器具有的有效位數(shù)(ENOB)，前提是這個(gè)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)與量化噪聲比與SINAD相同（公式25）。
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ENOB也能用SINAD項(xiàng)表達(dá)，見公式26。
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ENOB可以用來(lái)比較ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能和ADC的噪聲性能，進(jìn)而判斷是否適合驅(qū)動(dòng)這個(gè)ADC。 圖14是一個(gè)差分ADC噪聲模型。
圖 14：差分ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲模型
公式27表明了通常情況下當(dāng) β1= b2 ≡ β時(shí)，八個(gè)噪聲源中每個(gè)源對(duì)總輸出噪聲密度的貢獻(xiàn)。
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總輸出噪聲電壓密度v不,分米是通過(guò)計(jì)算這些分量的和平方根得到的。 將這些公式輸入電子表格是計(jì)算總輸出噪聲電壓密度的最好方式。 ADI公司網(wǎng)站上還新推出了ADI差分放大器計(jì)算器（參考文獻(xiàn)3），用它能快速計(jì)算噪聲、增益和差分ADC驅(qū)動(dòng)器的其它參數(shù)值。
現(xiàn)在可以將ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能與ADC的ENOB作一比較。 描述這一過(guò)程的例子是為采用5V電源工作的 AD9445 ADC選擇和評(píng)估一款增益為2、2V 滿量程輸入的差分驅(qū)動(dòng)器。 它能處理用一個(gè)單極點(diǎn)濾波器限制、占用50M H z(-3d B)帶寬的直接耦合寬帶信號(hào)。 從數(shù)據(jù)手冊(cè)中記載的各種條件下的 ENOB參數(shù)列表中可以發(fā)現(xiàn)：對(duì)應(yīng)50MHz的奈奎斯特帶寬，ENOB=12位。
ADA4939 是一款能夠被直接耦合的高性能寬帶差分ADC驅(qū)動(dòng)器。 在 噪聲性能方面它是驅(qū)動(dòng)AD9445的合適產(chǎn)品嗎？ A DA4939數(shù)據(jù)手冊(cè)針對(duì)近似為2的差分增益推薦的RF=402Ω、RG=200?，數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的 這種情況下的總輸出電壓噪聲密度為9.7nV/Hz。
首先計(jì)算給定恒定輸入噪聲功率譜密度下的系統(tǒng)噪聲帶寬BN，它是輸出與決定系統(tǒng)帶寬的實(shí)際濾波器相同噪聲功率的等效矩形低通濾波器的帶寬。 對(duì)于一個(gè)單極濾波，BN等于π/2乘以3dB帶寬，如公式28所示。
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然后在系統(tǒng)帶寬的平方根內(nèi)對(duì)噪聲密度進(jìn)行積分，得到輸出噪聲有效值（公式29）。
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??? | (29) |
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假定噪聲幅度呈高斯分布，那么峰峰值噪聲的計(jì)算可以使用常見的±3σ門限（在99.7%的時(shí)間內(nèi)噪聲電壓擺幅位于這些門限之間），見公式30：
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??? | (30) |
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現(xiàn)在可以在12位ENOB、2V滿量程輸入范圍基礎(chǔ)上對(duì)驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲和AD9445 LSB的1 LSB電壓進(jìn)行比較，其中LSB的計(jì)算見公式31。
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??? | (31) |
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相對(duì)于12位ENOB，驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲與ADC的LSB具有可比性。 因此從噪聲角度看，A DA4939驅(qū)動(dòng)器非常適合這種應(yīng)用。 最終還必須通過(guò)搭建和測(cè)試驅(qū)動(dòng)器/ADC組合作出決定。
電源電壓
考慮電源電壓和電流是縮小ADC驅(qū)動(dòng)器選擇范圍的快速途徑。 表1提供了不同電源電壓下ADC驅(qū)動(dòng)器性能的快速查找表。 電源電壓會(huì)影響帶寬、信號(hào)擺幅和ICMVR 。 衡量這些指標(biāo)并進(jìn)行反復(fù)權(quán)衡對(duì)差分放大器的選擇而言至關(guān)重要。
電源抑制 (PSR)是另外一個(gè)重要的參數(shù)。 作為放大器輸入的電源引腳的作用經(jīng)常被人忽視。 電源線上或耦合進(jìn)電源線的任何噪聲對(duì)輸出信號(hào)都有潛在的破壞作用。
考慮ADA4937-1的電源線上存在60MHz、50mVp-p的噪聲這樣一個(gè)例子。 它的PSR在50MHz時(shí)是-70dB，這意味著電源線上的噪聲在放大器 輸出端將被減少到約16μV。 在1V滿量程輸入的16位系統(tǒng)中，1 LSB是15.3μV，因此電源線上的這個(gè)噪聲將"淹沒"LSB。
這種情況可以通過(guò)增加串聯(lián)表貼鐵氧體磁珠L(zhǎng)1/ L 2和并聯(lián)旁路電容C1/C2（圖15）加以改進(jìn)。
圖 15：電源旁路電路
在50MHz時(shí)，磁珠的阻抗是60?，10nF(0.01μF)電容的阻抗是0.32?，由這兩種元件組成的衰減器可以提供45.5dB的衰減（公式32）
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??? | (32) |
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上述分壓式衰減加上-70d B的PSR總共可提供115d B的抑制效果，因而可將噪聲減小到遠(yuǎn)低于1 LSB的90nVp-p左右。
諧波失真
頻域中的低諧波失真在窄帶和寬帶系統(tǒng)中都很重要。 驅(qū)動(dòng)器中的非線性會(huì)在放大器輸出端產(chǎn)生單頻諧波失真和多頻互調(diào)失真。
在噪聲分析例子中使用的方法可以同樣應(yīng)用于失真分析，即對(duì)ADA4939的諧波失真與2V滿量程輸出時(shí)AD 94 45 12位ENOB的1 LSB進(jìn)行比較。 一個(gè)ENOB LSB在噪聲分析中代表488μV。
ADA4939規(guī)格表中的失真數(shù)據(jù)為增益為2，比較2德·和 3RD各種頻率的諧波。表3顯示了增益為2和差分輸出擺幅為2 V p-p時(shí)的諧波失真數(shù)據(jù)。
表3：ADA4939的二次和三次諧波失真
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| 參數(shù) | 諧波失真 |
| HD2 @ 10兆赫 | –102 分貝 |
| HD2 @ 70兆赫 | –83 分貝 |
| HD2 @ 70兆赫 |
–83 分貝 ? |
| HD2 @ 100兆赫 | –77 分貝 |
| HD2 @ 10兆赫 | –101 分貝 |
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HD2 @ 70兆赫 ? |
–97 分貝 |
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HD2 @ 100兆赫 ? |
–97 分貝 |
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這些數(shù)據(jù)表明，諧波失真隨頻率增加而增加，并且在感興趣帶寬(50M Hz)內(nèi)二次諧波失真要比三次諧波失真糟糕。 在比感興趣頻率更 高的頻率點(diǎn)的諧波失真值較高，因此它們的幅度可能被系統(tǒng)頻帶限制功能所降低。 如果系統(tǒng)有一個(gè)50MHz的磚墻式濾波器，那么就只需要考慮超過(guò)25MHz 的頻率點(diǎn)，因?yàn)楦哳l率的所有諧波將被濾波器濾除。 盡管如此，我們還是要評(píng)估頻率最高為50MHz的系統(tǒng)，因?yàn)槟?前的所有濾波器對(duì)諧波的抑制可能都不夠，失真分量可能混疊回信號(hào)帶寬內(nèi)。 圖16給出了ADA4939在各種電源電壓和2Vp-p輸出時(shí)的諧波失真與頻率的關(guān)系。
圖 16：諧波失真與頻率的關(guān)系
50MHz時(shí)的二次諧波失真相對(duì)于2Vp-p輸入信號(hào)來(lái)說(shuō)大約是-88dBc。 為了比較諧波失真水平和1 ENOB LSB，這個(gè)諧波失真值必須被轉(zhuǎn)換成電壓值，如公式33所示。
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這個(gè)失真值只有80μVp-p，或1 ENOB LSB的16%。 因此，從失真的角度看，可以認(rèn)為ADA4939是AD9445 ADC驅(qū)動(dòng)器的很好選擇。
由于ADC驅(qū)動(dòng)器是負(fù)反饋放大器，輸出失真取決于放大器電路中的環(huán)路增益值。 負(fù)反饋放大器固有的開環(huán)失真將被減少 1/(1+L G)倍，其中LG代表可用環(huán)路增益。
放大器的輸入（誤差電壓）被乘以一個(gè)大的前向電壓增益A(s)，然后通過(guò)反饋系數(shù)β傳送到輸入端，再通過(guò)調(diào)整輸出使誤差最小。 這樣， 這類放大器的環(huán)路增益為A(s)×β。 隨著環(huán)路增益（A(s), β或兩者）的降低，諧波失真將增加。 電壓反饋放大器，如積分器，被設(shè)計(jì)在直流 和低頻率處具有大的A(s)，然后隨著1/f在規(guī)定高頻點(diǎn)趨向于1而發(fā)生滾降。 隨著A(s)的滾降，環(huán)路增益下降，失真增加。 因此諧波失真參數(shù)是A(s)的倒數(shù)。
電流反饋放大器將誤差電流用作反饋信號(hào)。 誤差電流被乘以一個(gè)大的前向互阻T(s)而轉(zhuǎn)換成輸出電壓，然后通過(guò)反饋系數(shù) 1/R F將輸出電壓轉(zhuǎn)換成反饋電流，以便使輸入誤差電流最小。 因此理想的電流反 饋放大器的環(huán)路增益是 T(s) × (1/RF） = T（s）/RF。 同 A(s)一樣, T(s)也有一個(gè) 大的直流值，并隨著頻率的增加而滾降，從而降低環(huán)路增益，增加諧波失真。
環(huán)路增益還直接取決于反饋系數(shù)1/RF。 理想電流反饋放大器的環(huán)路增益并不取決于閉環(huán)電壓增益，因此諧波性能不會(huì)隨著閉環(huán)增益 的增加而下降。 在實(shí)際的電流反饋放大器中，環(huán)路增益確實(shí)某種程度上取決于閉環(huán)增益，但不會(huì)達(dá)到電壓反饋放大器中那樣的程度。 因此對(duì)于高閉環(huán)增益和低失真的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，電流反饋放大器，比如 ADA4927, 是比電壓反饋放大器更好的選擇。 從圖17可以看出隨著閉環(huán)增益的增加失真性能保持得有多好。
圖 17：失真與頻率和增益的關(guān)系
帶寬和壓擺率
帶寬和壓擺率在ADC驅(qū)動(dòng)器應(yīng)用中特別重要。 一般情況下，器件的帶寬是指小信號(hào)帶寬，而壓擺率衡量的是大信號(hào)擺幅時(shí)放大器輸出端的最大變化率。
EUBW（有效可用帶寬） , 一 個(gè)類似于ENOB（有效位數(shù)）的首字母縮略詞，用于描述帶寬。 許多ADC驅(qū)動(dòng)器和運(yùn)放自稱有很寬的帶寬指標(biāo)， 但并不是所有帶寬都是可用的。 例如，-3dB帶寬是測(cè)量帶寬的一種傳統(tǒng)方法，但它并不意味著所有帶寬是可用的。 -3dB帶寬的幅度和 相位誤差的使用比實(shí)際"截止"頻率要早十年。 那么什么是放大器的EUBW？ 如何確定它的大小？ 確定可用帶寬的一個(gè)極好方法是查詢數(shù)據(jù)手冊(cè)上的失真圖。
圖18表明，為了使二次和三次諧波保持大于-80dBc，這個(gè)ADC驅(qū)動(dòng)器不應(yīng)用于超過(guò)60MHz的頻率。 由于每個(gè)應(yīng)用都不盡相同，系統(tǒng)要求將 成為具有足夠帶寬和足夠失真性能的合適驅(qū)動(dòng)器的選擇準(zhǔn)則。
圖 18：ADA4937電流反饋型ADC驅(qū)動(dòng)器的失真曲線
壓擺率，一種大信號(hào)參數(shù)，指的是放大器輸出在沒有過(guò)高失真的情況下能夠跟蹤輸入的最大變化率。 以壓擺率考慮正弦波輸出
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??? | (34) |
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公式34在過(guò)零點(diǎn)的導(dǎo)數(shù)（變化率）即最大變化率，它等于：
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其中 dv/dt max是壓擺率，Vp是峰值電壓，f等于滿功率帶寬(FPBW)。 推算FPBW：
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因此，在選擇ADC驅(qū)動(dòng)器時(shí)，重點(diǎn)要考慮增益、帶寬和壓擺率(FPBW)，以確定放大器是否足夠滿足應(yīng)用要求。
穩(wěn)定性
關(guān)于差分ADC驅(qū)動(dòng)器的穩(wěn)定性考慮與運(yùn)放是一樣的，關(guān)鍵參數(shù)是相位余量。 雖然特定放大器配置的相位余量可以從數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲取， 但在實(shí)際系統(tǒng)中由于PCB版圖中的寄生效應(yīng)這個(gè)相位余量會(huì)有顯著降低。
負(fù)電壓反饋放大器的穩(wěn)定性取決于其環(huán)路增益的大小和符號(hào)， A(s) × β. 差分ADC驅(qū)動(dòng)器要比典型的運(yùn)放電路稍微復(fù)雜一點(diǎn)，因?yàn)樗?有兩個(gè)反饋系數(shù)。 在公式7和公式8的分母中可以見到環(huán)路增益。 公式37提供了在反饋系數(shù)不匹配(β1≠ b2)情況下的環(huán)路增益。
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當(dāng)反饋系數(shù)不匹配時(shí)，有效反饋系數(shù)是兩個(gè)反饋系數(shù)的簡(jiǎn)單平均值。 當(dāng)它們匹配并被定義為β時(shí)，環(huán)路增益可以簡(jiǎn)化為 A(s) × β.
要想使反饋放大器穩(wěn)定，其環(huán)路增益不允許等于-1（相當(dāng)于相位偏移-180°、幅度為1）。 對(duì)于電壓反饋放大器來(lái)說(shuō)，其開環(huán)增益頻率圖上環(huán)路增益 值等于1（即0dB）的點(diǎn)正是A(s)值等于反饋系數(shù)倒數(shù)的地方。 對(duì)于基本的放大器應(yīng)用，反饋是純阻性的，在反饋環(huán)路中不會(huì)引入 相位偏移。 在反饋系數(shù)匹配的情況下，與頻率無(wú)關(guān)的反饋系數(shù)倒數(shù) 1 + RF/RG通常被稱為噪聲增益。 如果將以 dB為單位的恒定噪聲增益與開環(huán)增益A(s)繪制在同一張圖上，那么兩條曲線的交叉點(diǎn)就是環(huán)路增益為1或0dB的地方。 在這個(gè)頻率點(diǎn)的A(s) 相位與-180°之間的差值被定義為相位余量。 為了穩(wěn)定工作，這個(gè)相位余量應(yīng)大于或等于45°。 圖19給出了 RF/RG = 1 （噪聲增益 =2）時(shí)A DA4932的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。
圖19：ADA4932開環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系
進(jìn)一步觀察圖19可以發(fā)現(xiàn)，A DA4932在噪聲增益為1（每個(gè)環(huán)路中100%反饋）時(shí)有約50°的相位余量。 雖然讓ADC驅(qū)動(dòng)器工作在零增益有點(diǎn)不切實(shí)際，但這一結(jié)果表明，A DA4932可以穩(wěn)定工作在小數(shù)差分增益(如RF/RG=0.25，噪聲增益=1.25 )。 并不是所有差 分ADC驅(qū)動(dòng)器都能這樣。 最小穩(wěn)定增益可以在所有ADC驅(qū)動(dòng)器的數(shù)據(jù)手冊(cè)中找到。
電流反饋ADC驅(qū)動(dòng)器的相位增益同樣可以從開環(huán)響應(yīng)中判斷。 電流反饋放大器不再使用前向增益A(s)，而是 使 用前向互阻T(s)，并 將誤 差電流用作反饋信號(hào)。 帶匹配反饋電阻的電流反饋驅(qū)動(dòng)器的環(huán)路增益等于T(s)/RF，因此電流反饋放大器環(huán)路增益幅度在T(s)=RF時(shí)等于1（即0dB）。 這個(gè)點(diǎn)在開環(huán)互阻和相位圖上很容易找到，定位方法與電壓反饋放大器相同。 注意，繪制電阻與1k?的比值能使阻值表示在對(duì)數(shù)圖上。 圖20給出了RF=300時(shí)A DA4927電流反饋差分ADC驅(qū)動(dòng)器的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。
圖20：ADA4927開環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系
300 ?反饋電阻水平線與互阻幅度曲線的交叉點(diǎn)是環(huán)路增益為0dB的地方。 在 這個(gè)頻率點(diǎn)，T(s)的相位接近-13 5°，因此 有45°的相位余量。 相位余量和穩(wěn)定性隨RF的增加而增加，隨RF的減小而減小。 電流反饋放大器應(yīng)始終使用具有足夠相位余量的純電阻反饋
PCB版圖
在穩(wěn)定的ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)好后，還必須在PCB上實(shí)現(xiàn)。 由于電路板存在寄生成分，總是會(huì)損失一些相位余量，因此電路板的寄生效應(yīng)必 須保持最小，其中特別要關(guān)注的是負(fù)載電容、反饋環(huán)路電感和求和節(jié)點(diǎn)電容。 每種寄生電抗都會(huì)給反饋環(huán)路增加遲滯性相位偏移，從而減小相位余量。 由于 PCB版圖設(shè)計(jì)不良可能導(dǎo)致20°以上的相位余量損失。
在使用電壓反饋放大器時(shí)最好使用盡可能小的RF，以便最小化由 RF和求和節(jié)點(diǎn)電容組成的極點(diǎn)引起的相位偏移。 如果要求使用大的RF，寄生電容可以用跨接每個(gè)反饋電阻的小電容CF進(jìn)行補(bǔ)償，對(duì)CF的要求是RFCF等于RG乘以求和節(jié)點(diǎn)電容。
PCB版圖是設(shè)計(jì)中最后的必要步驟之一。 遺憾的是，它也是設(shè)計(jì)中最容易被忽視的步驟之一，即使性能高度依賴于版圖設(shè)計(jì)的高速電路 也是如此。 馬虎或拙劣的版圖設(shè)計(jì)可能降低一個(gè)高性能設(shè)計(jì)的性能，甚至使它不能工作。 雖然本文無(wú)法涵蓋正確高速PCB 設(shè)計(jì)的所有方面，但還是要介紹一些關(guān)鍵點(diǎn)。
寄生成分將損害高速電路的性能。 寄生電容是由元器件的焊盤、走線、地平面或電源平面引起的。 沒有地平面的長(zhǎng)走線將形成寄生電 感，進(jìn)而導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)中的振鈴和其它不穩(wěn)定現(xiàn)象。 寄生電容在放大器的求和節(jié)點(diǎn)處特別危險(xiǎn)，因?yàn)樗鼤?huì)在反饋?lái)憫?yīng)中引入一個(gè)極點(diǎn)， 造成尖峰和不穩(wěn)定。 一種解決方案是確保ADC驅(qū)動(dòng)器安裝和反饋元件焊盤下方區(qū)域的所有電路板層都是干凈的地和電源平面。
要使有害寄生電抗最小，首先要使所有走線盡可能短。 RF-4印制板的外層50?走線產(chǎn)生的寄生參數(shù)大約為2.8p F/英寸和7n H/英寸。 內(nèi)層50?走線的寄生電抗將在此基礎(chǔ)上增加約30%。 還要確保在長(zhǎng)走線下方有地平面，以使走線電感最小。 保持短小的走線有助于減小寄生電容和寄生電感—并保持設(shè)計(jì)的完整性。
電源旁路是版圖設(shè)計(jì)中另一個(gè)重要的考慮因素。 確保電源旁路電容和VOCM旁路電容盡可能靠近放大器引腳放置。 另外，在電源上使用 多個(gè)旁路電容有助于確保為寬帶噪聲提供低阻抗路徑。 圖21給出了一個(gè)帶旁路和輸出低通濾波器的典型差分放大器原理圖。 低通濾波 器用于限制進(jìn)入ADC的帶寬和噪聲。 理想情況下，電源旁路電容回路靠近負(fù)載回路，這有助于減小地平面中的環(huán)流，從而改善ADC驅(qū)動(dòng) 器性能（圖22a和圖22b）。
圖21 ：帶電源旁路電路和輸出低通濾波器的ADC驅(qū)動(dòng)器
使用地平面和一般的接地技巧是一個(gè)具體而復(fù)雜的課題，不在本文討論的范圍之內(nèi)。 不過(guò)有幾個(gè)要點(diǎn)需要指出，見圖22a和圖22b。 首先，只在一個(gè)點(diǎn)將模擬和數(shù)字地連接在一起，記住只是單點(diǎn)接地。 這樣做可以使地平面中模擬和數(shù)字電流的交互作用最小，而這種交互最終將導(dǎo)致系統(tǒng)中產(chǎn)生"噪聲"。 另外，要將模擬電源終接到模擬電源 平面，數(shù)字電源終接到數(shù)字電源平面。 對(duì)于混合信號(hào)IC，要將模擬回路終接到模擬地平面，將數(shù)字地回路終接到數(shù)字地平面。
圖23：混合信號(hào)的接地方式
圖 23.混合信號(hào)接地。
我們希望當(dāng)您用ADC驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)這里提供的材料有助于您更加全面地考慮眾多必要因素。 理解差分放大器—并在項(xiàng)目開始時(shí)就留意ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)的細(xì)節(jié)—將使設(shè)計(jì)過(guò)程中發(fā)生的問(wèn)題最少，并使您遠(yuǎn)離ADC驅(qū)動(dòng)器故障。
審核編輯：郭婷
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論