對于儀表、工業及醫療產業中的許多應用，系統設計人員開發了大量數據采集卡，與各種類型傳感器實現接口，如光學、溫 度、壓力、磁性、振動和聲學傳感器等等。這些傳感器的輸出信號通常為單端或差分信號。在這類應用中，模擬前端接收單 端或差分信號，并執行所需的增益或衰減、抗混疊濾波及電平轉換，之后在滿量程電平下驅動ADC輸入端。無論單端至差分 還是全差分信號鏈配置，兩者都需要額外電路對輸入信號進行電平轉換。不過，全差分信號鏈的噪聲抑制能力更強大且信號擺幅變為兩倍，代價就是功耗增大且信號鏈更復雜。模擬前端有時在ADC驅動器級前面針對高阻抗傳感器接口使用一個可選 儀表放大器或JFET放大器。根據應用要求，系統設計人員要么將各種傳感器的輸出多路復用到單個數據采集通道中，要么進行同時采樣以數字化來自各傳感器的信號，從而提高每通道采樣速率。他們需找到創新的方法在較佳性能、熱功耗及電路密 度提高這些挑戰之間保持平衡。圖1顯示典型高階傳感器至數字數據采集信號鏈。

圖1. 典型傳感器至數字數據采集信號鏈

兩種常用方法是單端至差分轉換和差分至差分轉換。

本文提出了一種針對全差分和單端輸入信號配置的低功耗精密數據采集系統解決方案，重點闡述其關鍵設計考量，并說明如何針對空間受限應用實現較佳性能。本文所提供的低功耗信號鏈采用ADA4940-1 低噪聲全差分放大器、 AD7982 差分輸入18位PulSAR? ADC和ADR435 精密基準電壓源，因為無需額外驅動器級并且節省了電路板空間，所以模擬信號調理變得更容易了。

全差分18位數據采集信號鏈

逐次逼近寄存器(SAR) ADC因其高精密度性能、低延遲和相對較低的功耗而用于眾多應用中。全差分輸入單極性SAR ADC具有較高 分辨率及更好的交流和直流性能，其中大多數需要輸入共模電壓為V REF /2以便使各輸入的信號擺幅和差分反相信號(彼此呈180°反相)最大。這可能需要對輸入信號進行電平轉換。精密低功耗 18位1 MSPS AD7982差分輸入單極性PulSAR ADC需要一個差分ADC驅動器來實現較佳性能。該ADC提供一個兼容SPI、QSPI和其他 數字主機的多功能串行數字接口。該接口既可配置為簡單的3線模式以實現最少的I/O數，也可配置為4線模式以提供菊花鏈回 讀和繁忙指示選項。4線模式還支持CNV (轉換輸入)的獨立回讀時序，使得多個轉換器可實現同步采樣。

ADA4940-1是一款低功耗、低噪聲、全差分放大器，采用ADI專有的SiGe互補雙極性工藝制造，針對驅動16位和18位ADC而優 化，性能下降幅度極小。如圖2所示，該器件驅動18位、1 MSPSADC AD7982的差分輸入，而低噪聲精密5 V基準電壓源ADR435用來提供ADC所需的5 V電源。ADR435可提供充足的輸出電流，并在AD7982的REF引腳端使用22 μF去耦電容，無需基準電壓源緩沖器。圖2所示的所有IC均采用3 mm × 3 mm LFCSP、4 mm × 4 mmLFCSP和3 mm × 5 mm MSOP的小型封裝，從而有助于縮小電路板 空間。

圖2. 低功耗全差分18位1 MSPS數據采集信號鏈(簡化示意圖：未顯示所有連接和去耦)

一個單極2.7 MHz RC (22 ?，2.7 nF)低通濾波器放在ADC驅動器輸出和ADC輸入之間，有助于在ADC輸入端限制噪聲，減少來自SARADC輸入端容性DAC的反沖。不過，過大的限帶可能會影響建立時間和增加失真。因此，為該濾波器找到最優RC值很重要。為使RC濾波器具有高Q、低溫度系數，并且在變化電壓下具有穩 定的電氣特性，建議使用C0G或NP0型電容。應選用合理的串聯電阻值，以保持放大器穩定并限制其輸出電流。

低失真高性能信號源Audio Precision ? SYS-2702用于下面所有測試示例，可實現最較佳性能。在這種情況下，將來自信號源的9.6 V p-p差分輸出饋送至ADC驅動器輸入，以使用5 V基準電壓源實現ADC 的滿量程動態范圍性能。輸出共模電壓為2.5 V時，ADA4940-1各輸出的擺幅在0.1 V和4.9 V之間，相位相反，向ADC輸入端提供增 益為1、9.6 V p-p的差分信號。應注意，ADA4940-1各輸入需要和接地有200 mV下裕量，和5 V電源有1.2 V上裕量。ADA4940-1各輸出也需要跟接地和5 V電源分別有100 mV的下裕量和上裕量。

ADA4940-1用作ADC驅動器時，用戶可以進行必要的信號調理，包括對信號實施電平轉換和衰減或放大，以便使用四個電阻實 現更大動態范圍，從而不再需要額外的驅動器級。采用反饋電阻(R2 = R4)對增益電阻(R1 = R3)之比設置增益，其中R1 = R2 = R3 = R4 = 1 k?。

對于平衡差分輸入信號，有效輸入阻抗為2×增益電阻(R1或R3) = 2 k?，對于非平衡(單端)輸入信號，有效阻抗根據下式約 為1.33 k?

如果需要可以在輸入端并聯一個端接電阻。

ADA4940-1內部共模反饋環路強制共模輸出電壓等于施加到V OCM輸入的電壓，提供了出色的輸出平衡。當兩個反饋系數(β1和β2)不相等時，差分輸出電壓取決于V OCM ；此時，輸出幅度或相位的任何不平衡都會在輸出端產生不良共模成分，導致差分輸出中有冗余噪聲和失調。因此，在這種情況下(即，β1 = β2)，輸入源 阻抗和R1 (R3)的組合應等于1 k?，以避免各輸出信號的共模電壓失配，并防止ADA4940-1的共模噪聲增加。

噪聲分析

信號在印刷電路板(PCB)的走線以及長電纜中傳輸時，系統噪聲會累積在信號中，而差分輸入ADC會抑制表現為共模電壓的任 何信號噪聲。差分信號使ADC的動態范圍增大，同時也提供更好的諧波失真性能。

這款18位1 MSPS數據采集系統的預期信噪比(SNR)理論值可通過每個噪聲源(ADA4940-1、ADR435和AD7982)的和方根(RSS)計算得到。

ADA4940-1在100 kHz時的低噪聲性能典型值為3.9 nV/ √ Hz，如圖3所示。

圖3. ADA4940-1輸入電壓噪聲頻譜密度和頻率的關系

必須計算差分放大器的噪聲增益，以便找到等效輸出噪聲貢獻。

差分放大器的噪聲增益為：

是兩個反饋系數。

應當考慮下列差分放大器噪聲源：

由于ADA4940-1輸入電壓噪聲為3.9 nV/ √ Hz，其差分輸出噪聲應當為7.8 nV/ √ Hz。

ADA4940-1數據手冊中的共模輸入電壓噪聲(e OCM )為83 nV/ √ Hz，因此其輸出噪聲為

給定帶寬條件下，R1、R2、R3和R4電阻噪聲可根據約翰遜-奈奎斯特噪聲方程計算。e Rn = e Rn = √ (4kB TR)，其中k B 是玻爾茲曼常數(1.38065 × 10 – 23 J/K)，T為電阻絕對溫度(開爾文)，而R為電阻值(Ω)。來自反饋電阻的噪聲為e R2 = e R4 = 4.07 nV/ √ Hz。

來自R1的噪聲為e R1 × (1 – β1) × NG = 4.07 nV/ √ Hz，而來自R3的噪聲為e R3 × (1 – β2) × NG = 4.07 nV/ √ Hz。

ADA4940-1數據手冊中的電流噪聲為0.81 pA/ √ Hz。

反相輸入電壓噪聲：
iIN– × R1|| R2 × NG = 0.81 nV/√Hz

同相輸入電壓噪聲：
iIN+ × R3|| R4 × NG = 0.81 nV/√Hz

因此，來自ADA4940的等效輸出噪聲貢獻為：

(RC濾波器之后)的ADC輸入端總積分噪聲為：

AD7982的均方根噪聲可根據5 V基準電壓源典型信噪比(SNR，98 dB)計算得到。

根據這些數據，ADC驅動器和ADC的總噪聲貢獻為

注意，本例中忽略來自ADR435基準電壓源的噪聲貢獻，因為它非常小。

因此，數據采集系統的理論SNR可根據下式近似計算。

AD7982在1 kHz輸入信號時，SNR典型值為96.67 dB，THD典型值為–111.03 dB，如圖4中的FFT性能圖所示。這種情況下測得的SNR為96.67 dB，非常接近上文中的96.95 dB SNR理論估算值。數據手冊中98 dB的目標SNR的實際損耗由來自ADA4940差分放大器電路的等效輸出噪聲貢獻所導致。AD7982的典型INL和DNL性能如圖5所示。

圖4. FFT曲線圖，f IN = 1 kHz，F S = 1 MSPS (將ADA4940-1配置成全差分驅動器)

圖5. INL和DNL曲線圖(采樣頻率為1 MSPS，最小/最大INL = +1.6/–1.1 LSB，DNL = ±0.5 LSB)

單端至差分18位數據采集信號鏈

在許多應用中，最常出現的情況是差分ADC采用單端至差分配置，因為來自許多傳感器的輸出信號通常為單端，而且在某 些情況下，傳感器后面的是儀器或者JFET放大器級。在這種情況下，需要使用額外電路對這些信號進行單端至差分轉換， 以便在下游將信號饋送至差分輸入ADC，并充分利用ADC的滿量程范圍。可以使用分立式放大器解決方案以多種方式來實現 單端至差分轉換，每種方法都各有優缺點。不過，代價就是需要額外的電路板空間且成本增加。所提出的使用全差分ADC驅 動器的低功耗解決方案采用單端至差分轉換配置來實現較佳性能，ADC的集成輸出共模控制也減輕了電平轉換信號的負擔， 因而無需額外的信號調理級。該電路也可接受來自信號源的±4.8 V單端輸入信號以產生9.6 V p-p全差分輸出信號，并驅動ADC 輸入以最大程度提高動態范圍性能，如圖6所示。AD7982在1 kHz輸入信號時，SNR典型值為95.89 dB，THD典型值為–110.14 dB，如 圖7中的FFT性能所示。

圖6. 低功耗單端至差分18位1 MSPS數據采集信號鏈(簡化示意圖：未顯示所有連接和去耦)

圖7. FFT曲線圖，f IN = 1 kHz，F S = 1 MSPS (將ADA4940-1配置成單端至差分驅動器)

功耗

許多數據采集系統要求具有低功耗，并縮小電路板尺寸，以滿足空間受限應用的需要。AD7982采用2.5 V V DD 單電源供電，使用5 V基準電壓源和3 V VIO電源供電時，1 MSPS下的功耗僅為大約6.1 mW。如圖8所示，功耗與吞吐速率呈線性關系，因而ADC非常適合高低(甚至可低至若干Hz)兩種采樣速率。電池供電便攜式儀器的功耗也非常低。ADC的基準電壓可獨立于電源電壓(V DD)進行設置，后者決定ADC的輸入滿量程范圍。這種情況下，用于AD7982的5 V基準電壓源從ADR435精密帶隙基準電壓源輸出，并在外部施加于REF引腳，該基準電壓源采用板載7.5 V電源供電，典型功耗為4.65 mW。

圖8. AD7982功耗與吞吐速率的關系

ADA4940-1采用5 V單電源供電，功耗典型值為6.25 mW。其輸出擺幅范圍為0.1 V至9 V，共模電壓為2.5 V，能為ADC提供滿量程輸入。該器件的軌到軌輸出可驅動至各供電軌的0.1 V范圍內，而音頻頻率范圍的交流性能下降幅度極小。

上述數據采集系統包括ADC驅動器、ADC和基準電壓源，總功耗典型值約為17 mW。

評估設置

將Audio Precision SYS-2702信號源、ADA49xx-1 EVAL-BRDZ、 EVAL-AD7982SDZ PulSAR AD7982 PulSAR AD7982評估板和 EVAL-SDP-CB1Z 系統演示平臺 連接在一起的簡化測試設置如圖9所示。對于以上所有測試，均使用配備有USB端口運行Windows 7的PC來運行AD7982 PulSAR評估軟件。

圖9. 評估設置功能框圖

對于給定應用選擇ADC驅動器驅動SAR ADC時，詳細查閱噪聲、帶寬、建立時間、輸入和輸出上裕量/下裕量以及功耗要求很重要。本文針對單端和全差分輸入信號配置提出的18位數據采集信號鏈可實現較佳性能，總功耗只有約17 mW，因為不需要額 外模擬信號調理級，所以可節省電路板空間而增加通道密度。使用ADA4940-1的其它低功耗精密信號鏈也適用于驅動16位1 MSPS/500 kSPS差分PulSAR ADCAD7915/AD7916，而這兩個ADC可 以直接代替AD7982，實現適合空間受限應用的較佳性能。

審核編輯：郭婷