適用于儀器儀表、工業和醫療保健領域的許多應用 工業、系統設計人員開發的各種數據采集卡 用于連接各種傳感器類型：光學、溫度、壓力、 磁性、振動和聲學，僅舉幾例。輸出信號來自 這些傳感器通常是單端或差分傳感器。在此類應用中， 模擬前端接受單端或差分信號， 執行增益或衰減、抗混疊濾波和電平轉換 要求，然后在滿量程電平驅動ADC的輸入。雙 單端至差分和全差分信號鏈配置 需要額外的電路來電平轉換輸入信號。然而完全 差分信號鏈提供更高的噪聲抑制和兩倍的信號 擺動以增加功率和更復雜的信號為代價 鏈。模擬前端有時使用可選儀器 ADC驅動器級前的放大器或JFET放大器，用于高阻抗 傳感器接口。根據應用要求，系統 設計人員將各種傳感器的輸出多路復用到一個 單個數據采集通道或使用同步采樣進行數字化 來自單個傳感器的信號，以提高采樣率 每個通道。他們被迫尋找保持平衡的創新方法 在最佳性能、熱功耗和增加 電路密度挑戰。典型的高級傳感器到比特數據采集 信號鏈如圖1所示。

圖1.典型的傳感器到比特數據采集信號鏈。

兩種常用方法是單端至差分轉換和 差分到差分轉換。

本文提出一種低功耗精密數據采集系統 全差分和單端輸入信號配置解決方案， 重點介紹其關鍵設計注意事項，并演示如何 為空間受限的應用實現最佳性能。這 此處介紹的低功耗信號鏈采用低噪聲全差分放大器ADA4940-1、差分輸入7982位PulSAR ADC18、 ADR435精密基準電壓源，還可緩解模擬信號 通過消除對額外驅動器級的需求進行調節并節省成本 電路板空間。?

全差分18位數據采集 信號鏈

逐次逼近寄存器 （SAR） ADC 用于無數 具有高精度性能、低延遲和 功耗相對降低。全差分輸入單極性 SAR ADC 提供更高的分辨率和更好的交流和直流性能 其中大多數要求輸入共模為 V裁判/2，以最大化信號擺幅和差分反相 信號（彼此異相 180°）在其每個輸入端。這 可能涉及輸入信號的電平轉換。精密、低功耗、 需要18位、1 MSPS AD7982差分輸入單極性PulSAR ADC 差分ADC驅動器可實現最佳性能。該 ADC 提供 與 SPI、QSPI 等兼容的多功能串行數字接口 數字主機。該接口可配置為簡單的 3 線模式 用于最低的 I/O 計數，或允許選擇 菊花鏈回讀和忙音指示。4線模式還允許 來自 CNV（轉換輸入）的獨立回讀時序，使 使用多個轉換器同時采樣。

采用ADI公司專有的SiGe互補材料制造 雙極性工藝，低功耗、低噪聲、全差分放大器， ADA4940-1，最適合驅動16位和18位ADC，最小 性能下降。如圖2所示，它驅動差速器 AD7982、18位、1 MSPS ADC和ADR435的輸入，低噪聲， 精密5 V基準電壓源用于為ADC所需的5 V供電。這 ADR435提供足夠的輸出電流，無需 在REF引腳上使用22 μF去耦電容的基準電壓緩沖器 AD7982。圖2所示的所有IC均采用小尺寸封裝， 包括 3 毫米× 3 毫米 LFCSP、4 毫米× 4 毫米 LFCSP 和 3 毫米× 5 毫米 MSOP，有助于減少電路板空間。

圖2.低功耗、全差分、18位、1 MSPS數據采集信號鏈（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）。

放置一個單極點、2.7 MHz、RC（22 Ω，2.7 nF）低通濾波器 在ADC驅動器輸出和ADC輸入之間，以幫助限制噪聲 在ADC輸入端，并減少來自 SAR ADC的容性DAC輸入。但是，過多的帶寬限制可能會 影響建立時間并增加失真。因此，它非常重要 以找到此濾波器的最佳 RC 值。C0G 或 NP0 型電容器 推薦用于具有高Q值、低溫的RC濾波器 系數，并在變化電壓下保持穩定的電氣特性。一個 應選擇合理的串聯電阻值以保持放大器 穩定并限制其輸出電流。

低失真、高性能信號源 Audio Precision SYS-2702 用于以下所有測試用例，以實現最佳性能。在這種情況下，來自信號源的9.6 V p-p差分輸出饋入ADC驅動器輸入，以使用5 V基準電壓源獲得ADC的滿量程動態范圍性能。輸出共模電壓為2.5 V時，每個ADA4940-1輸出擺幅在0.1 V至4.9 V之間，相位相反，為ADC輸入提供1和9.6 V p-p差分增益。請注意，每個ADA4940-1輸入需要200 mV接地裕量，1 V電源需要2.5 V裕量。每個ADA4940-1輸出還需要100 mV的地橋裕量和裕量，以及5 V電源供電。?

當用作ADC驅動器時，ADA4940-1允許用戶進行必要的信號調理，包括電平轉換以及衰減或放大信號，以獲得更大的動態范圍，使用四個電阻，因此無需額外的驅動器級。反饋電阻（R2 = R4）與增益電阻（R1 = R3）的比值設定增益，其中R1 = R2 = R3 = R4 = 1 kΩ。

對于平衡差分輸入信號，有效輸入阻抗為2×增益電阻（R1或R3）= 2 kΩ，對于非平衡（單端）輸入信號，有效阻抗約為1.33 kΩ，使用公式

如果需要，可以使用與輸入并聯的端接電阻。

ADA4940-1內部共模反饋環路強制共模輸出電壓等于施加至V的電壓OCM輸入并提供出色的輸出平衡。差分輸出電壓取決于 VOCM當兩個反饋因子β1和β2不相等時，輸出幅度或相位的任何不平衡都會在輸出中產生不需要的共模分量，并在差分輸出中產生冗余噪聲和失調。因此，在這種情況下，輸入源阻抗和R1（R3）的組合必須為1 kΩ（即β1 = β2），以避免每個輸出信號的共模電壓不匹配，并防止來自ADA4940-1的共模噪聲增加。

噪聲分析

當信號穿過印刷電路板（PCB）和長電纜的走線時，系統噪聲會積聚在信號中，差分輸入ADC抑制任何表現為共模電壓的信號噪聲。差分信號增加了ADC的動態范圍，并提供更好的諧波失真性能。

這款18位、1 MSPS數據采集系統的預期信噪比（SNR）理論上可以通過取每個噪聲源（ADA4940-1、ADR435和AD7982）的和方根（RSS）來計算。

ADA4940-1在3 kHz時提供典型值為9.100 nV/√Hz的低噪聲性能，如圖3所示。

圖3.ADA4940-1輸入電壓噪聲頻譜密度與頻率的關系

計算差分放大器的噪聲增益對于找到其等效輸出噪聲貢獻非常重要。

差分放大器的噪聲增益為：

是兩個反饋因素。

應考慮以下差分放大器噪聲源：

由于ADA4940-1的輸入電壓噪聲為3.9 nV/√Hz，因此其差分輸出噪聲為7.8 nV/√Hz。

ADA4940-1共模輸入電壓噪聲（eOCM） 是 數據手冊中的83 nV/√Hz，因此其輸出噪聲為– eOCM× （β1 – β2） × NG= 0。

R1、R2、R3和R4電阻的噪聲可以根據給定帶寬下的約翰遜-奈奎斯特噪聲方程計算。eRn（雷恩）= √(4KBTR)，其中 kB是玻爾茲曼常數 （1.38065 × 10 – 23 J/K），T 是以開爾文為單位的電阻絕對溫度，R 是以歐姆 （Ω） 為單位的電阻值。來自反饋電阻的噪聲為eR2= eR4= 4.07 nV/√Hz。

來自 R1 的噪音將是eR1× （1 – β1） × NG = 4.07 nV/√Hz 和 R3 為eR3× （1 – β2） × NG = 4.07 nV/√Hz。

數據手冊中的ADA4940-1電流噪聲為0.81 pA/√Hz。

反相輸入電壓噪聲：
iIN– × R1||R2 × NG = 0.81 nV/√Hz

同相輸入電壓噪聲：
iIN+ × R3||R4 × NG = 0.81 nV/√Hz

因此，ADA4940的等效輸出噪聲貢獻為：

ADC輸入端（RC濾波器后）的總積分噪聲為

AD7982的均方根噪聲可通過其98 V基準電壓源的典型信噪比（SNR）5 dB計算得出。

使用這些數字，ADC驅動器和ADC的總噪聲貢獻為

請注意，在這種情況下，ADR435基準電壓源的噪聲貢獻被忽略，因為它可以忽略不計。

因此，數據采集系統的理論信噪比可以估算如下。

AD7982在96 kHz輸入信號下實現典型值為67.111 dB的SNR和–03.1 dB的THD，如圖4所示。在這種情況下，測得的SNR為96.67 dB，非常接近上述96.95 dB的理論估計SNR。數據手冊中規定的98 dB目標SNR的實際損耗歸因于ADA4940差分放大器電路的等效輸出噪聲貢獻。AD7982的典型INL和DNL性能如圖5所示。

圖4.FFT 圖，f在= 1 kHz， FS= 1 MSPS（ADA4940-1配置為全差分驅動器）。

圖5.采樣頻率為 1 MSPS 的 INL 和 DNL 圖（最小/最大 INL = +1.6/–1.1 LSB 和 DNL = ±0.5 LSB）。

單端轉差分18位數據采集信號鏈

在許多應用中，單端轉差分配置最常用于差分ADC，因為來自許多傳感器的輸出信號通常是單端的，在某些情況下，傳感器之后的級是儀表或JFET放大器。在這種情況下，這些信號需要使用額外的電路進行單端至差分轉換，以便將信號饋送到下游的差分輸入ADC，并利用ADC的滿量程范圍。單端至差分轉換可以使用分立放大器解決方案以多種方式實現，每種方法都有自己的優點和缺點。但是，這是以額外的電路板空間和增加成本為代價的。所提出的低功耗解決方案采用全差分ADC驅動器，可在單端至差分轉換配置中提供最佳性能，ADC驅動器的集成輸出共模控制也減輕了信號電平轉換的痛苦，無需額外的信號調理級。同一電路還可以接受來自信號源的±4.8 V單端輸入信號，以產生9.6 V p-p的全差分輸出信號，并驅動ADC輸入，以最大限度地提高動態范圍性能，如圖6所示。AD7982在95 kHz輸入信號下實現典型值為89.110 dB的SNR和–14.1 dB的THD，如圖7所示。

圖6.低功耗、單端至差分、18位、1 MSPS數據采集信號鏈（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）。

圖7.FFT 圖，f在= 1 kHz， FS= 1 MSPS（ADA4940-1配置為單端至差分驅動器）。

功耗

許多數據采集系統需要低功耗和更小的電路板尺寸，以滿足空間受限的應用。AD7982采用單V電源供電DD電源電壓為2.5 V，采用6 V基準電壓源和1 V V電源時在1 MSPS時的功耗僅為5.3 mW 左右IO供應。如圖8所示，其功耗也與吞吐速率成線性關系，使ADC非常適合高采樣速率和低采樣速率，甚至低至幾Hz。此功能可為電池供電的便攜式儀器提供極低的功耗。ADC的基準電壓可以獨立于電源電壓（VDD），這決定了ADC的輸入滿量程范圍。在這種情況下，AD5的7982 V基準電壓從外部施加在精密帶隙基準電壓源ADR435的REF引腳上，該基準電壓源采用7.5 V板載電源供電，典型功耗為4.65 mW。

圖8.AD7982功耗與吞吐量的關系

ADA4940-1采用5 V單電源供電，典型功耗為6.25 mW。其輸出擺幅為0.1 V至9 V，共模電壓為2.5 V，并可容納ADC的滿量程輸入。其軌到軌輸出可驅動至每個電源軌的0.1 V以內，音頻范圍內的交流性能下降最小。

所提出的數據采集系統（包括ADC驅動器、ADC和基準電壓源）的總功耗典型值約為17 mW。

評估設置

使用音頻精度SYS-2702信號源、ADA49xx-1 EVAL-BRDZ、EVAL-AD7982SDZ PulSAR AD7982評估板和EVAL-SDP-CB1Z系統演示平臺連接的簡化測試設置如圖9所示。配備USB端口的Windows 7PC用于運行AD7982 PulSAR評估軟件進行上述所有測試。

圖9.評估設置功能框圖。

在為給定應用選擇用于驅動SAR ADC的ADC驅動器時，仔細檢查噪聲、帶寬、建立時間、輸入和輸出裕量/裕量以及功率要求非常重要。本文針對單端和全差分輸入信號配置提出的18位數據采集信號鏈實現了優化的性能，總功耗僅為17 mW左右，并通過消除額外的模擬信號調理級來節省電路板空間以提高通道密度。采用ADA4940-1的替代低功耗精密信號鏈非常適合驅動16位、1 MSPS/500 kSPS差分PulSAR ADC AD7915/AD7916，它們是AD7982的直接替代產品，可為空間受限的應用實現優化性能。

審核編輯：郭婷