在看到MOSFET數據表時，你一定要知道你在找什么。雖然特定的參數很顯眼，也一目了然（BVDS、RDS(ON)、柵極電荷），其它的一些參數會十分的含糊不清、模棱兩可（IDA、SOA曲線），而其它的某些參數自始至終就毫無用處（比如說：開關時間）。在這個即將開始的博文系列中，我們將試著破解FET數據表，這樣的話，讀者就能夠很輕松地找到和辨別那些對于他們的應用來說，是最常見的數據，而不會被不同的生產商為了使他們的產品看起來更吸引人而玩兒的文字游戲所糊弄。

1 ? UIS/雪崩額定值

自從20世紀80年代中期在MOSFET 數據表中廣泛使用的以來，無鉗位電感開關 (UIS) 額定值就已經被證明是一個非常有用的參數。雖然不建議在實際應用中使用FET的重復雪崩，工程師們已經學會了用這個度量標準在制定新器件開發方案時避免那些有可能導致問題的脆弱器件。在溫度范圍內具有特別薄弱UIS能力或者發生嚴重降級的器件（25°C至125°C之間大于30%）應當被禁止，因為這些器件會更容易受到故障的影響。設計人員也應該對制造商在額定值上搗鬼，夸大他們的FET雪崩能力而感到厭煩。 ? UIS測試由圖1中所示的測試電路執行。在FET關閉時，其上施加了一個電源電壓，然后檢查器件上是否有泄露。在FET接通時，電感器電流穩定增加。當達到所需的電流時，FET被關閉，FET上的Ldi/dt電壓擺幅在MOSFET擊穿電壓之上，從而激活了其內在的寄生雙極晶體管，并在FET上出現有效的雪崩效應。這項測試重復進行，電流逐漸增加，直到開始的泄漏測試失敗，表明器件已被損壞。

圖1—UIS測試電路

方程式E = ? LI2 計算的是FET的雪崩能量。這是測試的開始。通過改變電感器尺寸，你能夠更改受測器件上施加的應力。可以預見的是，電感器越大，損壞FET所需的UIS電流越低。然而，這個較小的電流不會被方程式（用于計算雪崩能量）中電感器增加的尺寸抵消，這樣的話，盡管電流減少了，這個值實際上是增加了。表1中說明了這個關系，其中列出了從測試中的TI CSD18502KCS 60V NexFET 功率MOSFET器件中搜集的數據。

表1—雪崩能量 (EAS) 和電流 (UIS) 與電感器之間的關系

在電路中使用最小電感器時 (0.1mH)，會出現應力最大、電流最高的測試。TI使用0.1mH電感器來測試所有即將投入量產的器件，并且在FET數據表內給出與之相關的能量值。然而，由于沒有針對這個值的硬性行業標準，因此，為了使他們的器件看起來好像具有較高的雪崩能量能力，某些廠商將在他們的UIS測試中使用較大的電感器。因此，設計人員在處理雪崩額定值時要小心，并且一定要在比較不同供貨商的FET之前詢問UIS測試條件。

2 ? 安全工作區 (SOA) 圖

作為一名功率MOSFET的產品營銷工程師，在FET數據表的所有內容中，除了電流額定值之外，我被問到的最多的問題可能就是安全工作區 (SOA) 曲線了。這是一片需要某些技巧和手段才能完全了解的地帶，這是因為每個供應商都有各自生成SOA曲線的方法，并且在提供有用信息方面，這個曲線所具有的價值與閱讀數據表的人對于讀到的信息的理解能力直接相關。雖然FET也許在熱插拔應用中能夠發揮其最大價值（在這些應用中，FET特意地在其線性區域內運行），不過，我們看到越來越多的電機控制、甚至是電源用戶將這個圖用作總體穩健耐用性，以及FET處理大量功率能力的指示器。 ? 如圖1所示，可以用5個完全不同的限制條件來繪制整個SOA，每個限制條件規定了整個曲線的形狀，TI的100V D2PAK CSD19536KTT的SOA與產品數據表內的曲線看起來一樣。

可以用已知的FET參數來輕松繪制出其中四條曲線—RDS(on) 限值、電流限值、最大功率限值，以及BVDSS限值。只有散熱不穩定性區域出現了一個問題。很明顯，這個部分的SOA曲線偏離了恒定功率線，這條線必須是電流與電壓雙對數坐標內斜率為-1的曲線，這個偏離表示會出現了熱失控，并且斜坡越陡，說明FET越有可能在更高的擊穿電壓時進入這個散熱失控情況。當FET供貨商試圖計算這個值時，往往傾向于夸大這個區域內的FET電流能力或者在這一點上有所保留，這是因為在不對這條線進行測量的情況下是根本無法知曉這條線的斜率的。

圖1：CSD19536KTT的數據表SOA

TI擁有市面上其中一款最強大的SOA測試器；這個測試器能夠在低至100μs的時間內，在脈沖持續時間內，讓數千瓦的功率流經一個FET。為了產生數據表曲線，在一定的電壓范圍內，在每個脈沖持續時間內，FET被一次又一次地推到斷線點，從中獲得的數據如下面圖2中所示。每個點代表一個被強制出現故障的CSD19536KTT器件，根據這些數據，就可以確定熱失控線的斜率和高度。

圖2： CSD19536KTT測得的故障點

作為我們SOA曲線可靠性的最終保證，根據我們看到的部件到部件偏差，我們在任意位置上將每一條測得的熱失控線線的額定值降低30%-40%。這樣的話，當你把我們FET的數據表與我們競爭對手的產品進行比較時，需要注意的一點是，他們也許不像我們一樣守規矩。我們已經認識到某些供應商的真面目。我們也看到其它一些供應商發布了真實的故障點，并且將其宣稱為一定能夠實現的SOA。在這一方面沒有行業標準，而事實是，在沒有基礎數據表明部件實際上在何處出現故障的情況下，單單從數據表SOA曲線上是無法知曉那個部件更加可靠。

在“看懂MOSFET數據表”的第3部分中，我將講解出現在所有MOSFET數據表首頁上的這些讓人頭疼的電流限值，演示得到這些限值的方法，并說明它們對于設計人員的實際用途。

3 ? 連續電流額定值

我們來談一談MOSFET電流額定值，以及它們是如何變得不真實的。好，也許一個比較好的解釋就是這些額定值不是用確定RDS(ON) 和柵極電荷等參數的方法測量出來的，而是被計算出來的，并且有很多種不同的方法可以獲得這些值。 ? 例如，大多數部件中都有FET“封裝電流額定值”，這個值同與周圍環境無關，并且是硅芯片與塑料封裝之間內在連接線的一個函數。超過這個值不會立即對FET造成損壞，而在這個限值以上長時間使用將開始減少器件的使用壽命。高于這個限值的故障機制包括但不限于線路融合、成型復合材料的熱降解、以及電遷移應力所導致的問題。 ? 然后是我們考慮的“芯片限值”，通常通過將外殼溫度保持在25?C來指定。基本上，這個條件假定了一個理想的散熱片，只使用結至外殼熱阻來計算器件能夠處理的最大功率（在下面的方程式1和2中顯示）。換句話說，假定RθCase-to-Ambient 為零，這在應用中并不是一個很實用的條件，這樣的話，最好將這個電流額定值視為表示器件RDS(ON)?和熱阻抗的品質因數。

(1),???

(2),

下面的圖表1a和1b分別給出了CSD18536KCS和CSD18535KCS 60V TO-220 MOSFET數據表首頁上出現的絕對最大額定值表。這兩個器件的封裝額定值均為200A，不過，由于CSD18536KCS具有更低的RDS(ON)?和熱阻抗，它具有349A的更高芯片限值，這表明，在處理同樣數量的連續電流時，它的運行溫度應該比CSD18535KCS的工作溫度低。不過，我們還是不建議將這兩款器件長時間運行在電流超過200A的條件下。從FET的角度說，這就意味著任一超過100ms的電流脈沖；超過這個值的電流脈沖基本上就可以被視為DC脈沖。

圖表1a：CSD18535KCS絕對最大額定值表?

圖表1b：CSD18536KCS絕對最大額定值表

某些QFN數據表還包括一個第3連續電流，計算方法與芯片限值的計算方法完全一樣，不過，如表格下方的腳注所示，它是器件測得的RθJA 的函數。使用RθJA （對于一個標準的SON5x6封裝來說，典型值為40?C/W）來計算最大功率的方法假定QFN在應用中只處理3W左右的功率。因此，對于未暴露于任何散熱片或使用其它冷卻機制的QFN器件來說，這個計算方法給出了更加實際的DC電流限值。

在“看懂MOSFET數據表”的第4部分，我將給出對于脈沖電流額定值，IDM，的相似分析，并且給出這個值與數據表中其它參數之間的關聯關系，其中包括SOA。

4 ? 脈沖電流額定值

下面將談論脈沖電流額定值、它們的計算方法以及在FET產品說明書的安全工作區圖中是如何描繪它們的。

產品說明書首頁上出現的脈沖電流額定值（IDM）與連續電流額定值很相似，因為它是一個理論上的計算值。然而，與連續電流額定值不同的是，IDM只是作為熱約束條件（從正在標準化的RθJC到給定的脈沖持續時間以及“絕對最大額定值”表的腳注中明確規定的占空比）的函數被計算出來的。 以CSD17579Q5A 30V N通道MOSFET為例。該部件的產品說明書規定了105A的最大脈沖電流額定值，基本條件是脈沖持續時間小于或等于100μs，占空比小于或等于1％。為確定用于計算IDM的瞬態熱阻抗，我們將參閱下面圖1所示的標準化熱阻抗曲線。如果我們在脈沖持續時間為100μs時看1％的占空比（棕色）線，得到的標準化因數為0.12，我們將用它來計算最大功率，并由此計算出該器件在這樣的脈沖持續時間和占空比條件下可處理的電流。計算這個值要用0.12乘以最大直流（DC）RθJC（4.3?C/W），得出的瞬態ZθJC為0.52?C/W。

圖1：CSD17579Q5A標準化瞬態熱阻抗曲線

使用這個熱阻抗值并計算最大電流（就像我們計算其對應的連續電流那樣），我們將計算出的熱限制電流為119A。但是請稍等！產品說明書規定的是105A！那怎么辦呢？如果您瞧瞧圖2在下面所展示的該器件的安全工作區（SOA），可以看出100μs的線在達到119A前實際上碰到了RDS（ON）的極限值。這個交點出現在105A處。所以，在這樣的情況下，我們將追溯性地減小絕對最大脈沖電流，因為該器件的RDS（ON）的物理極限值將限制該器件，使其不能達到熱極限值。

圖2：CSD17579Q5A安全工作區

我們為出現在SOA的每個較大脈沖計算出電流極限值（前提條件是它們不會先碰到RDS（ON）的極限值），這個值就是那些曲線的上限。

因為絕對最大電流完全是理論上的，所以在發布該部件之前，我們將嘗試獲得一些硬數據來進一步使自己確信：該部件有能力處理這么大的功率。遺憾的是，我們最好的電路板和測試儀也只能使器件的最大脈沖電流達到400A，這就是那個值能一直為我們發布的所有器件充當人為設置的上限的原因。一些供應商規定了類似的上限，然而其它供應商并不以這樣一種方式限制自己。雖然您永遠不會看到TI給FET定超過400A的IDM，（無論是在首頁還是在SOA），但下面的表1卻向您展示了在這個CSD17570Q5B（一種具有極低RDS（ON）（最大值僅為0.69mΩ）和熱阻抗（0.8?C/W）的部件）的例子中，理論上的脈沖電流額定值可以高得多么離譜。這用實例說明了如果不同的供應商不認真對待功能參數（如脈沖持續時間）并忽略測試該器件時的實際極限值，它們如何能在夸示了較高的額定值后不被發覺。

表1：計算的CSD17570Q5B脈沖電流

在“了解MOSFET產品說明書”的第五部分，筆者將為脈沖電流額定值（IDM）提供類似的分析，并展示這與產品說明書中的其它參數（包括SOA）有何聯系。

5 ? 開關參數 最后，我們來到了這個試圖破解功率MOSFET數據表的“看懂MOSFET數據表”博客系列的收尾部分。在這個博客中，我們將花時間看一看MOSFET數據表中出現的某些其它混合開關參數，并且檢查它們對于總體器件性能的相關性（或者與器件性能沒什么關系）。 ? 另一方面，諸如FET固有體二極管的輸出電荷 (QOSS) 和反向恢復電荷(Qrr) 等開關參數是造成很多高頻電源應用中大部分FET開關損耗的關鍵因素。不好意思，我說的這些聽起來有點兒前言不搭后語，不過設計人員在根據這些參數比較不同的FET時要小心，這是因為測試條件決定一切，事情往往是如此！ ? 圖1顯示的是，在TI CSD18531Q5A 60V MOSFET的兩個不同di/dt速率上測得的輸出電荷和反向恢復電荷，這代表了一個事物的兩個方面。在左側，Qrr在360A/μs時測得的值為85nC，在右邊，2000A/μs時測得的值為146nC。雖然沒有測量部件的di/dt行業標準，但我們已經發現，為了得到極地的Qrr，我們的競爭對手將測量時的di/dt速率調低至100 A/us。
?

圖1：360A/μs（左側）和2000A/μs（右側）時，在CSD18531Q5A上測得的Qrr和QOSS值。

Qrr 甚至可以對測試執行性的二極管正向電流 (If) 具有更強的依賴關系。而進一步使事情復雜化的原因在于，某些廠商未將QOSS 作為一個單獨參數包含在內，而是只將這個參數吸收到Qrr 的技術規格當中。除了數據表中列出的測試條件，事實上，其它諸如電路板寄生電感和主觀測量方法等考慮也使得比較單獨廠商數據表中的這些參數變得不太可能。這并不是說這些參數對于設計不重要，而是為了說明，要獲得可靠的比較數據，唯一有效的解決方案就是使用通常的方法和電路板對這些數據進行獨立采集。

我在這個系列中將要提到的最后一個參數就是開關時間。這4個參數通常由下方圖2中的波形定義，并且會出現在每個廠商的數據表中。它們是如此地依賴于電路板和測試條件，以至于FET行業的一位元老級人物（也是個人導師）經常把這些參數引用為“FET數據表中最沒用的參數”。本來是為了指示出開關速度，而實際上，由于這些參數是FET特性值，所以它們至多只反映出驅動器強度和漏電流。TI在器件的額定電流上進行測試時將這些參數包含在內，而其它廠商只在1A ID 上測試這些參數，其目的在于使它們的器件看起來具有更快的開關速度。更能說明器件實際開關速度的是器件的柵極電荷參數和內部柵極電阻，Rg，這兩個參數幾乎不受這些技術指針差距 (specmanship) “游戲”的影響。

圖2：定義MOSFET數據表開關時間的波形。

審核編輯：黃飛

?