·柵極閾值電壓變化與VGS溫度系數變化引起的MOSFET與雙極管間相對溫度系數的失配。

　　·輸出器件與檢測器件間耦合的延遲與衰減。

　　·驅動器工作在不同的溫度。

　　·調整單個放大器偏壓時存在誤差。

　　·老化引起的閾值電壓長期漂移。

　　鑒于上述原因，自然想用控制環來替代VBE放大器，前者基于偏置電流本身的反饋；而后者只是一種誤差反饋。新設計由下列三部分構成；偏置電流檢測器、隔離器和積分器，下面詳細地介紹各個電路的工作原理(參見圖1)。

　　偏流檢測器

　　偏流檢測器的目的是測相對于正常偏置的任何變化而不影響輸出管的電流分配，也就是說，與輸出到負載(RL)的電流無關。實現的方法是：檢測輸出級源電阻上電壓，并將它們傳送至由兩個電流鏡(分別是圖1中T3、4和 T5、6晶體管對)構成的非線性網絡。兩個等參考電流通過R6和R8，提供給電流鏡。由于每個源電阻上的電壓分別增加了T3與T5的VBE偏移電壓，因此它們所反映的電流將低于參數電流。

　　在準靜態條件下，這個偏移電壓使每個鏡象僅反映了50%的參考電流。根據物理定律，偏移電壓為18mV時滿足該條件(在室溫下)。考慮到R1與R2，該18mV定義了輸出級的準靜態電流，亦即若R1=R2=0.18Ω，它為100mA，為了保持這一條件，反射電流會相加在一起。再減R9提供的第三個參考電流。最后得到的差值IERR能告訴我們輸出級是否處于偏置電流下，或低于、高于該偏置，因此IERR可用作反饋信號。

　　由于音樂信號具有高峰值/平均值比，平均信號電平(即使在最大音量下)處于偏流檢測器的捕獲范圍之內，滿功率的正弦波也不會造成任何差錯，因為控制環在足夠長的相對時間橫跨捕獲區，完成自己的工作。然而，一個大方波信號會將輸出級持續地推到B類工作，不產生任何誤差信號，使積分器處于不確定狀態。

　　隔離器

　　為了避免柵極上(A與B節點)共模電壓與差模電壓間產生任何反向交互作用，在伺服環內合適地方應插入隔離器，將它放置在偏流檢測器與積分器之間能極大地簡化電路，因為積分器現在可將偏置電壓用作電源。考慮到誤差信號的雙極性，需要兩個光耦合器(U1、U2)，一個用作C3的充電，而另一個用作它的放電。它們都在低電流(＜1mA)工作。除了隔離的主要任務，它們還起到其它幾個作用：首先掩蓋了誤差信號的微小偏差；其次減少了任何光隔離器在極低電流下的傳輸；最后，U1是通過R11供電的，同時受到LED D3的限制，使T3和T6的VCE接近于T4和T5的同一電平，防止了U1和U2同時通導。

　　積分器

　　MOSFET的偏壓視實際使用的管子而定，通常在2V至10V間變化。為了應對這一范圍，最終確定圖1 所示的自動拓撲結構。積分器采用積分并聯穩壓器，不僅結構簡單，而且有較高的精度，還顯示出足夠低(<2Ω)的動態輸出阻抗，能滿足來自驅動級AC電流的要求。為了排除高頻處的交互作用，積分電容C3的取值應使伺服環的單位增益頻率低于音頻譜。通常在1Hz與10Hz之間，具體數值取決于光耦合器的傳輸比，D4的作用是在管子截止期間讓C3放電，從而保護T7的柵極，想要可靠地工作；積分器輸入端低漏電是至關重要的，因此D4應避免光照。穩壓二級管D5額定值為最大可能偏壓加上少量的余量，以適應特定設計的要求。倘若某個元件發生故障，或加以極端的測試信號，該二級管能保護輸出級免受過大共模電流的損害。

　　精度要求

　　偏置電平對晶體管對的失配和參考電流是極其靈敏的。T3、T4、T5和 T6基極—發射極電壓的匹配精度應分別在 0.5mV以內，選擇低Vos 4晶體管器件，如MAT04或CA3086能滿足這一要求。出于相同的理由，R6、R8與R9的匹配精度至少應在0.5%以內，等效發射極串聯電阻亦應如此，而R7與R10的數值要略大于R4與R5。由于MAT04在基極與發射極之間設置有反向連接二極管，因此增加 Schottky二極管 D1和D2來保護它們。

　　結語

　　如果仔細地挑選輸出器件，特別是互補對的跨導和輸出電導，電路能取得預期的結果，例如，東芝出品的專用于線性應用的互補對：2SK1530和2SJ201。N溝道和P溝道的跨導極其匹配(在5%以內)，又有較高的Early電壓(大于300V)使用的效果很好。此外，由于該電路是針對于偏置電路的，不會影響放大器的其它部分，因此可結合其它設計技術一起使用。