最初，普通老式電話業務 (POTS) 設計用于在客戶端和局端 (CO) 之間傳輸純語音數據。然而，例如非對稱數字用戶線路 (ADSL) 的寬帶調制解調器已經不用將 POTS 與 CO 連接?，F在這些調制解調器可以通過許多可能位于CO 的其他功能來運作。
除了可通過“雙絞線”線路為住宅小區提供高速數據通信以外，調制解調器還必須要具有傳統的電話功能，主要包括為多個電話響 鈴提供電力以及生成摘機（打電話）環路電流。幾種負載狀態的存在，是為了使電話正常運行。電話可能處于等待響鈴的掛機狀態或 處于通話狀態的摘機狀態，這兩種狀態都需要一個獨立的電源電壓。也可能會出現多條電話線路的情況，因此就需要這樣一個條件 ——調制解調器必須能夠為處于摘機和掛機狀態的電話提供電力，本文中所描述的電源（由 3.3V 輸入源驅動），就是一款可為兩條 電話線路提供掛機和摘機狀態電力的解決方案。
圖 1 顯示了用戶線路接口卡 (SLIC) 電源。該電路可提供 -24V 和 -48V 的輸出電壓，其可以被加載到任何總功率為 1.5W 或更低的 應用組合中。該電路設計旨在應對摘機狀態（兩部電話均處于通話中）下 -24V 輸出端上高達 60mA 的負載以及掛機狀態（兩部電話均 處于響鈴狀態）下－48V 輸出端上 30mA 的負載。如果兩部電話均處于使用狀態，那么兩個輸出端可能會同時存在負載。通常，當一 個電話處于使用狀態時，僅有一種輸出端存在負載。

圖 1 升壓轉換器/充電泵電路
在這個特殊的例子中，我們使用了 TPS61170 升壓轉換器控制器，該器件具有集成的 N 通道 FET 和電流模式控制功能。這種內部 FET 專門設計用于在 1.2 MHz 時對 1.2A 進行開關。當內部 FET（其用于 SW 引腳和接地之間的連接）接通時，就會在電感中形成電流 。當內部 FET 被控制器關閉時，電流會繼續流出電感，從而迫使電感的電壓發生極性的改變。這樣就會將 SW 引腳處的電壓升壓至 高于輸入電壓，從而通過 D4 到接地為 C5 充電。C5 充電可達大約24.5V。
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圖 2 充電泵波形較好地疊加在一起
圖 2 中頂部波形顯示了 SW 引腳上的開關波形。當內部 FET 在下一個開關周期中再次開啟時，C5 的正極側 (positive side)接地。 由于 C5 兩端的電荷在 SW 引腳為正，這就迫使 D4 的陽極變為 －24.5V。二極管 D4 被反向偏置，同時二極管 D3 通過負載傳導，將 輸出電容器 C8 和 C9 充電至 －24V。該 －24V 輸出由控制器和反饋網絡對其進行調節。－48V 輸出被鉗位控制在 －24V 輸出加上電 容器 C3 和 D1 兩端的電壓范圍。
在通過 D4 到接地對 C5 進行充電的間隔期間，通過 D2 將 C3 充電至 24V。之所以會出現這種情況，是由于 C3 被 D4 和 D2 鉗位 控制在了 －24V 輸出。當控制器的內部 FET 開啟時，D1 將 －48V 輸出鉗位控制在了 C3 與 C5 的電壓之和。組件 C3/D1/D2 起到一個 倍壓器的作用，從而使 －48V 輸出等于兩倍調節過的 －24V 輸出。－48V 輸出僅隨二極管 D1 和 D2 電壓的變化而變化。圖 2 中還顯 示了 D4 和 D2 陽極上出現的開關電壓。
需要引起注意的有關該電路的一個方面是，用來對 －24V 輸出進行調節的反饋電路。流經 R11 的電流由反饋電路兩端的電壓（ 為 －24V 和 Q2 的發射極電壓 (-0.5V)）設定。電流（不依賴于輸入電壓）是由 R7 和來自輸入電壓的 Q1 提供。Q1 被配置為一個電流鏡 ，其使得 R7 和 R6 中的電流相等。R6 中的電流通過 R10 流至接地，從而產生了一個被調節至可反射實際 －24V 的輸出電壓。必須對 R10 的值進行設置，這樣就可以使其電壓在調節期間與調節過的控制器的內部 FB 電壓 (1.229V) 相等。
R10 的值為：
R10 = VFB R11/(–Vout – VBE2)
R11 的值留給設計人員來確定，但一般而言對它的設置是要能夠保持功率損耗最小化。電阻器 R6 和 R7 應具有相同的值。
R6 和 R7 的最大值為：
R6 ≤ (Vin, min – VFB – Vsat) (R11, act)/(–Vout – VBE2)
其中，Vsat 為 Q1 最低的期望發射極-集電極電壓，VBE2 為 Q2 的基極-發射極電壓。
圖 3 顯示了 3.3V 輸入應用之后的輸出電壓。由于 -48V 輸出跟蹤在大約兩倍調節電壓上，因此 －24V 輸出上升至穩壓狀態。一旦 處于穩壓狀態時，－24V 輸出就隨負載發生少許變化。

圖 3 －24V 和－48V 電源的受控關斷
在所有負載狀態下，－48V 輸出電壓變化低于 ±1.5%。較好的電壓交叉調節歸因于鉗位控制的充電泵工作特性。在 －24V 輸出端 上引起誤差的最大原因是隨負載變化的二極管電壓降，以及 Q2 基極-發射極結的變化和控制器的內部電壓基準。－24V 輸出情況下 輸出紋波電壓為 50 mV p-p，－48V 輸出時紋波電壓為 200mV p-p。1W 負載的效率在 72% 時達到峰值。引起損耗的關鍵原因是內部 MOSFET 的傳導損耗和開關損耗。
圖 4 顯示了原型電路。整個 SLIC 電路占用了不到一平方英寸的電路板面積。該控制器采用 6 引腳、2×2 mm QFN 封裝。該設計有 賴于一個標準的單繞組電感而非較大的定制變壓器或雙繞組電感，以實現較小的電路板占用面積。

圖 4 電路占用了不到一平方英寸的電路板面積
這種方法成本很低。該設計的最大輸出功率受內部 FET 的電流極限限制。使用一個更高的輸入電壓和大電感值降低了 FET 峰值 電流，從而提高了可以實現的最大輸出功率。然而，對于較低的輸入電壓而言，該電路是一款實用且經濟的解決方案。