連續調制模式功率因數校正器的設計

介紹了有源功率因數校正的工作原理及實現方法，并針對各種校正技術的特點進行了對比分析。之后著重分析了工作于連續調制模式下的升壓型有源功率因數校正技術，并提供了完整的設計方案。實驗表明應用該方案設計的功率因數校正電路可以穩定地將功率因數提高到0.99以上，并將總諧波失真降至10％以下。最后給出了實驗的數據及部分波形。

關鍵詞：有源功率因數校正；連續調制模式；總諧波失真??

0??? 引言

??? 傳統的從220V交流電網通過不控整流獲取直流電壓的方法在電力電子技術中取得了極為廣泛的應用，其優點在于結構簡單、成本低、可靠性高。但這種不控整流使得輸入電流波形發生嚴重畸變，呈位于電壓峰值附近的脈沖狀，其中含有大量的諧波成分。一方面對電網造成嚴重的污染，干擾其他電子設備的正常工作；另一方面也大大降低了整個電路的功率因數，通常僅能達到0.5～0.7。

??? 解決這一問題的辦法就是對電流脈沖的高度進行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術即為功率因數校正（Power Factor Correction）。功率因數（PF）是指有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即：

??? PF=×cosΦ=γcosΦ

所以，功率因數可以定義為電流失真系數（γ）和相移因數（cosΦ）的乘積。

??? 功率因數校正技術，從其實現方法上來講，就是使電網輸入電流波形完全跟蹤電網輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(γ=1)，且和電壓波形同相位（cosΦ=1）。在理想情況下，可將整流器的負載等效為一個純電阻，此時的PF值為1。

??? 功率因數校正技術大致可以分為無源和有源兩種，考慮到無源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對有源功率因數校正（APFC）技術做一些方法性的探討。

1??? APFC技術的實現方法及其特點

1.1??? APFC電路的基本結構

1.1.1??? 降壓式

??? 如UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關管上的電壓應力大，控制驅動電平易浮動，故很少被采用。

1.1.2升/降壓式

??? 如TDA4815、TDA4818，須用兩個功率開關管，其中一個功率開關管上的驅動控制信號浮動，電路復雜，故較少被采用。

1.1.3??? 反激式

??? 如ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下小功率的應用場合。

1.1.4??? 升壓式

??? 此方法被廣泛采用，其特點為簡單電流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75～2000W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優點：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預調整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數；輸入電流連續，并且在APFC開關瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。

1.2??? APFC電路中輸入電流的控制原理

1.2.1??? 平均電流型

??? 如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續調制模式（CCM），工作波形如圖1所示。這種控制方式的優點是恒頻控制；工作在電感電流連續狀態，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小；能抑制開關噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點是控制電路復雜；須用乘法器和除法器；須檢測電感電流；需電流控制環路。

圖1??? 平均電流型

1.2.2??? 峰值電流型

??? 如ML4831、MC34262，工作頻率恒定，CCM，工作波形如圖2所示。

圖2??? 峰值電流型

1.2.3??? 滯后電流型

??? 如CS3810，工作頻率可變，CCM，電流達到滯后帶內發生功率開關的導通或關斷，使輸入電流上升或下降。其電流波形平均值取決于電感輸入電流，工作波形如圖3所示。

圖3??? 滯后電流型

1.2.4??? 電壓跟蹤控制型

??? 如ML4813、SG3561，工作頻率可變，采用不連續調制模式（DCM），其工作波形如圖4所示。DCM采用跟隨器的方法，具有電路簡單、易于實現的優點，但也存在以下缺點：功率因數和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值Vin/VO有關，即當Vin變化時，功率因數PF也將發生變化，同時Vin/VO的增大使得輸入電流波形的THD增大；開關管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關管的峰值電流為CCM的2倍），從而導致開關管的損耗增加。所以，在大功率的應用場合中，基于CCM方式的APFC更具優勢。

圖4??? 電壓跟蹤控制型

2??? CCMAPFC電路的設計方法

??? 基于以上各種方案的特點分析可知，在75～2000W功率的應用場合中，選擇工作于連續調制模式下的平均電流型BoostAPFC電路來實現較為適合。在具體的電路設計中，控制芯片選用UC3854A（其內部結構見圖5），這是Unitrode公司生產的一款高功率因數校正集成控制電路芯片，它的峰值開關電流近似等于輸入電流，對瞬態噪聲的響應極小，是一款理想的APFC控制芯片。

圖5??? UC3854A內部結構圖

2.1??? 技術指標

??? 輸入電壓??? Vin=AC 150～265V；

??? 輸出電壓??? VO=DC 400V；

??? 電源頻率??? f=47～65Hz；

??? 輸出功率??? PO=2kW；

??? 開關頻率??? fs=50kHz。

2.2??? 開關頻率

??? 開關頻率高可以減小PFC電路的結構尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會增大開關損耗，影響效率。在大多數應用中，20～300kHz的開關頻率是一個較好的折中。本設計中開關頻率選擇為50kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗損也不會過多。在更高功率的PFC設計中，適當降低開關頻率可以降低開關損耗。振蕩器的工作頻率由式（1）決定。

??? fs=（1）

2.3??? Boost電感的選擇

??? 電感決定了輸入電流紋波的大小，它的電感量由規定的紋波電流給出。

??? 最大峰值電流出現在最小線路電壓的峰值處，并由式（2）給定。

??? ILINE(PK)=×P／Vinmin（2）

??? 電感器中的峰—峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值線路電流的20％左右，即

??????? ΔI=ILINE(PK)×20％（3）

??? 最低輸入電壓峰值時的占空比為

??? D=（4）

因此，電感的取值應該滿足

??? L>（5）

2.4??? 輸出電容的選擇

??? 選擇輸出電容器時應考慮以下因素：開關頻率的紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、紋波輸出電壓和維持時間等。

??? 維持時間Δt是指輸入電源被關閉后，輸出電壓仍然保持在規定范圍內的時間長度，其典型值一般為15～50ms，在這個原則下，選取的電容要保證

??? CO>（6）

2.5??? 開關管及升壓二級管的選擇

??? 開關管和升壓二極管必須要有足夠的額度來保證電路的可靠運行。開關管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度，對于升壓二極管也是同樣。升壓二極管的trr必須足夠小以減少開關管開通瞬間的損耗，同時使二極管的損耗減小。為降低二極管的trr，可以采用兩只300V的快恢復二極管串聯的方法，并上高阻值的電阻來保持電壓平衡。

2.6??? 電流檢測電阻的選擇

??? IPK(max)=ILINE(PK)＋（7）

??? RS=（8）

??? 一般選擇1V的電阻壓降，既可以有較好的抗噪聲能力,又不會產生太大的損耗。

2.7??? 乘法器的設置

??? 乘法器是功率因數校正的核心。乘法器的輸出作為電流環調節器的輸入，通過控制輸入電流以得到高的功率因數。因此，乘法器的輸出是一個表達輸入電流的信號，其表達式為

??? IMO=（9）

式中：IMO為乘法器的輸出電流；

????? IAC為乘法器的輸入電流；

????? VVEA為電壓誤差放大器輸出；

????? Vff為前饋電壓；

????? KM為等于1的常數。

2.8??? 電流控制環路的設計

??? 電流環開環為一階積分系統，如圖6所示。為使系統穩定地運行，必須對電流環路進行補償。電流調節器的零點必須處于或小于最大截止頻率fCI，此時系統剛好有45°的相角裕量。為了消除系統在開關頻率處對噪聲的敏感，應在電流調節器中引入一個極點，極點的頻率為1/2開關頻率，當極點頻率大于1/2開關頻率時，極點就不會對電流環路的頻率響應產生影響。因此在設計電流環時應滿足以下特性：

??? 1）電流環開環為一階積分系統，應有盡可能高的低頻增益以減小穩態誤差；

??? 2）環路應有盡可能高的穿越頻率，以實現快速跟隨；

??? 3）環路在開關頻率處應呈現衰減特性，以消除環路中的開關噪聲；

??? 4）環路應有足夠的穩定裕量，使電路具有強魯棒性。

圖6??? APFC電路示意圖（電流環）

2.9??? 電壓控制環路的設計

??? 為了電路穩定地工作，必須對電壓控制環進行補償，但因為電壓控制環路的帶寬比開關頻率要小，所以對電壓控制環路的要求，主要是為了保證輸入失真最小。首先，環路的帶寬必須足夠低，以衰減輸出電容上電網頻率的二次諧波，保證輸入電流的調制量較小；其次，電壓誤差放大器必須有足夠的相移，使得調制出的信號能夠與輸入電壓保持同相，從而獲得較高的功率因數。

??? 電壓環開環為一階積分系統，如圖7所示。為了減少二次諧波電流引起的失真，電壓誤差放大器須引入一個極點進行補償，以減小諧波電壓的幅度并提供90°的相移。電壓環的最低截止頻率為

??? fVI=（10）

圖7??? APFC電路示意圖（電壓環）

??? 其帶寬的典型值為10～30Hz，相角裕量為45～70°。在實際的設計中，為使輸出電壓的穩定性好，在選取截止頻率時應選的略高些，電壓環有略大于45°的相角裕量。

3??? 實驗數據及波形

??? 對用上述參數設計的APFC電路進行了性能測試，輸入電壓范圍為150～265V，最大輸出功率接近2200W，圖8、圖9及表1給出了實驗數據及部分測試波形。

圖8??? PFC輸入電壓及電流波形

圖9??? 啟動時輸出電壓波形

表1??? 實驗數據

??? 實驗表明應用該方案所設計的APFC電路工作穩定，可以很好地完成設計要求：輸入電流的瞬時值跟隨輸入電壓的瞬時值，電流波形近似為正弦波，并且和電壓波形同相位，電路的功率因數（PF）達到0.99以上，且總諧波失真（THD）<10％；當負載變化時，直流輸出端的電壓值基本保持恒定；當交流輸入端的電壓發生變化時，負載功率基本保持恒定。

5??? 結語

??? 本文基于Boost電路拓撲，采用連續調制模式（CCM）的平均電流型控制方式，選擇UC3854A作為控制核心來設計有源功率因數校正電路。實驗證明此方案在中等以上功率的應用中，通過合理地配置電路參數，不僅獲得了穩定的直流輸出，而且實現了功率因數校正。

??? 該設計原理同樣也適用于其他同類型APFC控制芯片的電路實現，并具有電路結構較為簡單，體積小，工作穩定可靠等優點，在中等及較大功率下須進行功率因數控制的場合中具有廣泛的應用前景。

作者簡介

??? 梁博（1978－），男，清華大學精密儀器系2000屆畢業生，現工作于珠海格力電器研究院，主要研究方向為電力電子技術。