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利用計算機(jī)設(shè)計單片開關(guān)電源講座
下面對35個設(shè)計步驟作詳細(xì)的闡述。
[步驟1]確定開關(guān)電源的基本參數(shù)
（1）交流輸入電壓最小值：Umin，見表1。
（2）交流輸入電壓最大值：Umax，見表1。
表1根據(jù)交流輸入電壓范圍確定Umin、Umax值
| 交流輸入電壓U（V） | Umin(V) | Umax(V) |
|---|---|---|
| 固定輸入：100/115 | 85 | 132 |
| 通用輸入：85～265 | 85 | 265 |
| 固定輸入：230±15％ | 195 | 265 |
表2反饋電路的類型及UFB參數(shù)值
| 反饋電路類型 | UFB（V） | UO的準(zhǔn)確度（％） | SV（％） | SI（％） |
|---|---|---|---|---|
| 基本反饋電路 | 5.7 | ±10 | ±1.5 | ±5 |
| 改進(jìn)型基本反饋電路 | 27.7 | ±5 | ±1.5 | ±2.5 |
| 配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路 | 12 | ±5 | ±0.5 | ±1 |
| 配TL431的光耦反饋電路 | 12 | ±1 | ±0.2 | ±0.2 |
（4）開關(guān)頻率f：100kHz。
（5）輸出電壓UO（V）：已知。
（6）輸出功率PO（W）：已知。
（7）電源效率η：一般取80％，除非有更好的數(shù)
據(jù)可用。
（8）損耗因數(shù)Z：Z代表次級損耗與總功耗的比
值。典型值為0.5。
[步驟2]根據(jù)輸出要求，選擇反饋電路的類型以及反饋電壓UFB
詳見表2。可從4種反饋電路中選擇一種合適的電路，并確定反饋電壓UFB的值。
[步驟3]根據(jù)U、PO值來確定輸入濾波電容CIN、
直流輸入電壓最小值UImin
（1）令整流橋的響應(yīng)時間tc=3ms。
（2）根據(jù)輸入電壓，從表3中查出CIN值。
（3）得到UImin的值。
表3確定CIN、UImin的值
| 交流輸入電壓U（V） | PO（W） | 比例系數(shù)（μF/W） | CIN(μF) | UImin(V) |
|---|---|---|---|---|
| 固定輸入：100/115 | 已知 | 2～3 | (2～3）×PO | ≥90 |
| 通用輸入：85～265 | 已知 | 2～3 | (2～3）×PO | ≥90 |
| 固定輸入：230±15％ | 已知 | 1 | 1×PO | ≥240 |
（1）根據(jù)輸入電壓，從表4中查出UOR、UB值。
（2）步驟25將用到UB值來選擇瞬變電壓抑制器（TVS）的型號。
（3）TOPSwitch關(guān)斷且次級電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時，
次級電壓會感應(yīng)到初級。感應(yīng)電壓UOR與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關(guān)管（MOSFET）的漏極上。此時初級漏感釋放能量，并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護(hù)電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和不超過漏－源擊穿電壓U（BR）DS值。
表4確定UOR、UB值
| U（V） | UOR(V) | UB(V) |
|---|---|---|
| 固定輸入：100/115 | 60 | 90 |
| 通用輸入：85～265 | 135 | 200 |
| 固定輸入：230±15％ | 135 | 200 |
[步驟5]根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比Dmax
Dmax的計算公式為：
Dmax=×100％（1）
（1）MOSFET的通態(tài)漏－源電壓UDS（ON）=10V。
（2）應(yīng)在U=Umin時確定Dmax。
若將UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可計算出Dmax=64.3％，這與典型值67％非常接近。Dmax隨著U的升高而減小，例如當(dāng)U=Umax=265V時，Dmax=34.6％。
[步驟6]確定初級脈動電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP
定義比例系數(shù)
KRP=IR/IP(2)
（1）當(dāng)U確定之后，KRP有一定的取值范圍。在110V／
115V或?qū)挿秶妷狠斎霑r，可選KRP=0.4，當(dāng)230V輸入時，取KRP=0.6。
（2）在整個迭代過程中，可適當(dāng)增大KRP的值，但不得超過表5中規(guī)定的最大值。
表5確定KRP
| U（V） | KRP | |
|---|---|---|
| 最小值（連續(xù)模式） | 最大值（不連續(xù)模式） | |
| 固定輸入：100/115 | 0.4 | 1.0 |
| 通用輸入：85～265 | 0.4 | 1.0 |
| 固定輸入：230±15％ | 0.6 | 1.0 |
計算下列參數(shù)（電流單位均取A）：
（1）輸入電流的平均值IAVG
IAVG=（3）
（2）初級峰值電流IP
IP=（4）
（3）初級脈動電流IR〔可由式（2）求得〕
（4）初級有效值電流IRMS
IRMS=IP（5）
[步驟8]根據(jù)電子數(shù)據(jù)表格和所需IP值，選擇TOPSwitch芯片
（1）所選極限電流最小值ILIMIT(min)應(yīng)滿足
0.9ILIMIT(min)≥IP（6）
（2）若芯片散熱不良，則選功率稍大些的芯片。
[步驟9和步驟10]計算芯片的結(jié)溫Tj
（1）計算結(jié)溫Tj
Tj=〔IRMS2×RDS(ON)＋CXT(UImax＋UOR)2f〕·
RθA＋25℃（7）
式中：CXT是漏極結(jié)點的等效電容。括號內(nèi)第二項代表當(dāng)交流輸入電壓較高時，由于CXT不斷被充放電而引起的開關(guān)損耗，可用PCXT表示。
（2）計算過程中若發(fā)現(xiàn)Tj>100℃，應(yīng)選功率較大的TOPSwitch芯片。
[步驟11]驗算IP
IP=0.9ILIMIT(min)（8）
（1）輸入新的KRP值且從最小值開始迭代，直到
KRP=1.0。
（2）檢查IP值是否符合要求。
（3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。
[步驟12]計算初級電感量LP
LP=·（9）
式中：LP的單位取μH。
[步驟13]選擇磁芯與骨架并確定相關(guān)參數(shù)
從廠家提供的磁芯數(shù)據(jù)表中查出適合該輸出功率的磁芯型號，以及有效截面積（SJ）、有效磁路長度（l）、等效電感（AL）、骨架寬度（b）等參數(shù)值。
[步驟14]設(shè)定初級層數(shù)d和次級匝數(shù)NS的初始值
設(shè)定d=2層。當(dāng)U=85V～265V時取NS=0.6匝；再用迭代法計算NS；亦可根據(jù)次級每伏匝數(shù)和UF1值，直接計算NS值（參見步驟15）。
在步驟15至步驟22中必須確定高頻變壓器的9個主要參數(shù)：初級電感量LP，磁芯氣隙寬度δ，初級匝數(shù)NP，次級匝數(shù)NS，反饋繞組匝數(shù)NF，初級裸導(dǎo)線直徑DPm，初級導(dǎo)線外徑DPM，次級裸導(dǎo)線直徑DSm和次級導(dǎo)線外徑DSM。上述參數(shù)中，除LP可直接用公式單獨計算外，其余參數(shù)都是互相關(guān)聯(lián)的，因此通常從次級匝數(shù)開始計算。另外鑒于反饋繞組上的電流很小（一般小于10mA），對其線徑要求不嚴(yán)，因此不需計算導(dǎo)線的內(nèi)、外直徑。
[步驟15]計算次級匝數(shù)NS
對于230V或?qū)挿秶斎霊?yīng)取0.6匝/V，現(xiàn)已知UO=7.5V，考慮到在次級肖特基整流管上還有0.4V的正向壓降UF1，因此次級匝數(shù)為(UO＋UF1)×0.6=4.74匝。由于次級繞組上還存在導(dǎo)線電阻，也會形成壓降，實取NS=5匝。下面就以該數(shù)據(jù)作為初始值分別計算其余7個參數(shù)。
[步驟16]計算初級匝數(shù)NP
NP=NS×（10）
將UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5匝一同代入式（10），計算出NP=53.8匝。實取54匝。
[步驟17]計算反饋繞組匝數(shù)NF
NF=NS×（11）
將NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），計算出NF=7.03匝。實取7匝。
[步驟18]根據(jù)初級層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M，計算有效骨架寬度bE（單位是mm）
bE=d(b－2M)（12）
將d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得bE=16.86mm。
再計算初級導(dǎo)線的外徑（帶絕緣層）DPM
DPM=（13）
將bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=0.31mm。扣除漆皮后裸導(dǎo)線的內(nèi)徑DPm=0.26mm。
[步驟19]驗證初級導(dǎo)線的電流密度J是否滿足初級有效值電流IRMS=0.32A之條件
J==（14）
將DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。電子數(shù)據(jù)表格中實取6.17A/mm2。
若J>10A/mm2，應(yīng)選較粗的導(dǎo)線和較大的磁芯骨架，使J<10A/mm2。若J<4A/mm2，應(yīng)選較細(xì)的導(dǎo)線和較小的磁芯骨架，使J>4A/mm2；亦可適當(dāng)增加NP的匝數(shù)。
[步驟20]計算磁芯中的最大磁通密度BM
BM=（15）
將IP=0.74A，LP=623μH，NP=54匝，磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2代入式（15），計算出BM=0.2082T。電子數(shù)據(jù)表中實取0.2085T。
需要指出，若BM>0.3T，則需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數(shù)，使BM在0.2～0.3T范圍之內(nèi)。如BM<0.2T，就應(yīng)選擇較小的磁芯或減小NP值。
[步驟21]計算磁芯的氣隙寬度δ
δ=40πSJ（16）
式中δ的單位是mm。將SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623μH，磁芯不留間隙時的等效電感AL=2.4μH／匝2代入式（16），計算出δ=0.22mm。氣隙δ應(yīng)加在磁芯的磁路中心處，要求δ≥0.051mm。若δ小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。
[步驟22]計算留有氣隙時磁芯的等效電感ALG
ALG=（17）
將LP=623μH，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214μH／匝2。電子數(shù)據(jù)表中實取0.215μH／匝2。
需要說明兩點：
（1）ALG值必須在選好NP值以后才能確定。
（2）如上所述，高頻變壓器的設(shè)計是一個多次迭
代的過程。例如當(dāng)NP改變后，NS和NF的值也一定會按一定的比例變化。此外，在改變磁芯尺寸時，需對J、BM、δ等參數(shù)重新計算，以確信它們?nèi)栽诮o定的范圍之內(nèi)。這表明若計算結(jié)果與電子數(shù)據(jù)表格中的數(shù)值略有差異，也屬正常現(xiàn)象，因二者迭代過程未必完全一致。
[步驟23]確定次級參數(shù)ISP、ISRMS、IRI、DSM
（1）計算次級峰值電流ISP
次級峰值電流取決于初級峰值電流以及初、次級匝數(shù)比，有公式
ISP=IP×（18）
將IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。
（2）計算次級有效值電流ISRMS
次級紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級完全相同，區(qū)別僅是對次級而言，KRP反應(yīng)的是次級電流在占空比為（1－Dmax）時的比例系數(shù)。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，須用下面公式：
ISRMS=ISP（19）
表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管
| U（V） | 鉗位電壓UB（V） | 鉗位二極管 | 阻塞二極管 |
|---|---|---|---|
| 固定輸入：100/115 | 90 | P6KE91(91V/5W) | BYV26B(400V/1A) |
| 通用輸入：85～265 | 200 | P6KE200(200V/5W) | BYV26C(600V/1A) |
| 固定輸入：230±15％ | 200 | P6KE200 | BYV26C |
將ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。電子表格中的計算結(jié)果為3.36A。
（3）計算輸出濾波電容上的紋波電流IRI
IRI=（20）
將ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。
最后計算次級裸導(dǎo)線直徑，有公式
DSm=·=1.13（21）
將ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。實選?0.900mm的公制線規(guī)。需要指出，當(dāng)DSm>0.4mm時，應(yīng)采用?0.4mm的兩股導(dǎo)線雙線并繞NS匝。與單股粗導(dǎo)線繞制方法相比，雙線并繞能增大初級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減小磁場泄漏及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導(dǎo)線的電阻值，降低功率損耗。
若選用三重絕緣線來繞制初級繞組，則導(dǎo)線外徑（單位是mm）的計算公式為：
DSM=（22）
將b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm。可選導(dǎo)線直徑DSm≥0.91mm而絕緣層外徑DSM≤1.69mm的三重絕緣線。
[步驟24]確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB
有公式：
U（BR）S=UO＋UImax·（23）
U（BR）FB=UFB＋UImax·（24）
將UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分別代入以上兩式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結(jié)果完全相同。
[步驟25]選擇鉗位二極管和阻塞二極管
見表6。對于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型單片開關(guān)電源，可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。
[步驟26]選擇輸出整流管
輸出整流管宜采用肖特基二極管，此類管子的壓降低、損耗小，能提高電源效率。典型產(chǎn)品有MOTOROLA公司生產(chǎn)的MBR系列。要求管子的最高反向工作電壓URM≥2U（BR）S，〔U（BR）S為整流管實際承受的最大反向峰值電壓〕；其標(biāo)稱電流IF1≥3IO(IO為最大連續(xù)輸出電流)。
肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合做低壓、大電流整流用。當(dāng)UO≥30V時，需用耐壓100V以上的超快恢復(fù)二極管來代替肖特基二極管，此時電源效率會略有下降。
[步驟27]利用步驟23得到的IRI，選擇輸出濾波電容COUT
（1）濾波電容在105℃、100kHz時的紋波電流應(yīng)≥IRI。
（2）要選擇等效串聯(lián)電阻很低的電解電容器。等效串聯(lián)電阻的英文縮寫為ESR，符號為r0。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯(lián)損耗電阻。輸出的紋波電壓URI由下式?jīng)Q定：
URI=ISP·r0（25）
式中的ISP由步驟23得到。
（3）為減小大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯(lián)使用，以降低電容總的r0值和等效電感L0。
（4）COUT的容量與最大輸出電流IOM有關(guān)。例如，當(dāng)UO=5～24V、IOM=1A時，COUT取330μF/35V；IOM=2A時COUT應(yīng)取1000μF/35V。
[步驟28～29]當(dāng)輸出端的紋波電壓超過規(guī)定值時，應(yīng)再增加一級LC濾波器
（1）濾波電感L=2.2μH～4.7μH。當(dāng)IOM小于
1A時可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大電流時須選用磁環(huán)繞制而成的扼流圈。
（2）為減小L上的壓降，宜選較大些的濾波電感或增大線徑。通常可取L=3.3μH。
（3）濾波電容C取120μF/35V，要求其r0很小。
[步驟30]選擇反饋電路中的整流管
見表7。表中的URM為整流管最高反向工作電壓，U（BR）FB是由步驟24得到的，要求：
URM≥1.25U（BR）FB（26）
[步驟31]選擇反饋濾波電容
應(yīng)取0.1μF/50V的陶瓷電容器。
表7選擇反饋電路中的整流管
| 整流管類型 | 整流管型號 | 最高反向工作電壓URM（V） | 生產(chǎn)廠家 |
|---|---|---|---|
| 玻封高速開關(guān)硅二極管 | IN4148 | 75 | 國產(chǎn) |
| 超快恢復(fù)二極管 | BAV21 | 200 | Philips公司 |
| UF4003 | 200 | GI公司 |
[步驟32]選擇控制端電容及串聯(lián)電阻
控制端電容一般取47μF/10V，普通電解電容即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω/0.25W。在不連續(xù)模式下可去掉此電阻。
[步驟33]按從表2中選定的那種反饋電路，選取元器件值。
[步驟34]選擇輸入整流橋
（1）整流橋的反向擊穿電壓UBR應(yīng)滿足下式要
求：
UBR≥1.25Umax（27）
式中的Umax值從第步驟1得到。
（2）設(shè)輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定的有效值電流為IBR，應(yīng)當(dāng)使IBR≥2IRMS。計算IRMS的公式如下：
IRMS=（28）
式中：cosφ為開關(guān)電源的功率因數(shù)，一般為0.5～0.7。若無可信的數(shù)據(jù)，可選cosφ=0.5。
工商網(wǎng)監(jiān)
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