基站電源中同步電路的設(shè)計(jì)方法

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1??? 引言

??? 在通信電源中，有多路輸出的電路常需要將各個(gè)輸出信號(hào)同步，以滿足控制的要求。

??? 將電源的各控制芯片同步到系統(tǒng)時(shí)鐘，也可以減小噪聲，改善電源的性能。

??? 另外，在多功率等級(jí)的電源中也需要同步，以避免各部分分別開(kāi)通時(shí)產(chǎn)生的離散噪聲。各部分同時(shí)開(kāi)通就能同時(shí)產(chǎn)生共模噪聲，這樣就簡(jiǎn)化了尖峰功率的估算，還能估計(jì)到功率分布和損耗的情況，并能根據(jù)損耗做母線的電壓補(bǔ)償。

??? 所以，同步電路的設(shè)計(jì)是電源電路中一個(gè)不可忽視的重要環(huán)節(jié)。

2??? 同步電路的拓?fù)湫问?

??? 芯片可以通過(guò)R_T/C_T端直接連接外部時(shí)鐘源來(lái)同步。芯片內(nèi)部比較器的高低兩個(gè)門(mén)限決定時(shí)間電容C_T的充放電過(guò)程，當(dāng)C_T開(kāi)始其充電周期，PWM處于開(kāi)通的狀態(tài)，時(shí)間電容持續(xù)充電直到內(nèi)部比較器的上限。一旦給出同步信號(hào)，放電電路激活，時(shí)間電容持續(xù)放電直到內(nèi)部比較器的下限。在放電時(shí)PWM比較器無(wú)輸出，這樣PWM處于關(guān)斷的狀態(tài)。

??? 外部同步電平的高、低狀態(tài)可以用數(shù)字量1或0來(lái)代表。芯片的同步端既可以作為同步信號(hào)輸入端，也可以作為同步信號(hào)輸出端。當(dāng)沒(méi)有同步端時(shí)，時(shí)間電路（C_T）也可以由數(shù)字邏輯（0，5V）工作模式來(lái)取代模擬的工作模式。當(dāng)用數(shù)字量來(lái)表示電平后，“開(kāi)通時(shí)間”，“關(guān)斷時(shí)間”，“占空比”和“頻率”都可以用數(shù)字脈沖來(lái)表示。如同步信號(hào)的邏輯低時(shí)間決定了PWM的開(kāi)通時(shí)間，同步信號(hào)的邏輯高時(shí)間決定了PWM的關(guān)斷時(shí)間。頻率，占空比或死區(qū)時(shí)間可以由PWM時(shí)間電容端（C_T）的同步信號(hào)準(zhǔn)確控制。同步信號(hào)的高或低可以由555定時(shí)器或微處理器來(lái)決定。

??? 如果PWM芯片沒(méi)有連到內(nèi)部晶振的同步輸入、輸出端，這時(shí)從晶振必須不工作。當(dāng)從模塊使用不同的PWM芯片并具有不同的同步特性如反向的同步信號(hào)，這時(shí)也必須使從晶振不工作。

??? 但是，這種直接用數(shù)字信號(hào)同步的工作方法有許多缺點(diǎn)。首先，在電壓模式控制時(shí)，PWM誤差放大器對(duì)脈寬沒(méi)有控制。因?yàn)椋琍WM誤差放大器的輸出是和一個(gè)數(shù)字信號(hào)相比較，而不是和一個(gè)鋸齒波信號(hào)相比較。從而，通過(guò)鉗位誤差放大器的輸出來(lái)控制占空比的軟啟動(dòng)功能也將無(wú)效。這是因?yàn)椋旧頉](méi)有時(shí)間坡度，電源輸出完全由同步脈沖源來(lái)控制。只要同步脈沖鎖定，PWM輸出將根據(jù)同步脈沖的電平總是保持完全開(kāi)或者完全關(guān)。當(dāng)然，沒(méi)有自身的CT坡度電源將沒(méi)有自啟動(dòng)，在同步脈沖出現(xiàn)前將總是保持關(guān)。電流模式的坡度補(bǔ)償需要外接其他元器件來(lái)實(shí)現(xiàn)。每個(gè)模塊必須設(shè)定為主模塊或從模塊，并且不能隨意改變。為了克服這個(gè)缺點(diǎn)我們采用一種比較通用的同步方式如圖1所示。

圖1??? 同步方式

??? 這種同步方法是時(shí)間電容C_T不直接接地，而是串一個(gè)約24Ω的電阻到地，輸入同步信號(hào)疊加到電阻端電壓上（電阻端電壓通常為0.5V，這是為了設(shè)定一個(gè)小的偏置，并且可以影響模塊的初始頻率），使C_T上的電壓高于晶振內(nèi)部門(mén)限電壓。在同步脈沖出現(xiàn)前，PWM工作在自身的R_T，C_T設(shè)定的頻率上。同步信號(hào)出現(xiàn)后，同步數(shù)字信號(hào)疊加到原來(lái)的模擬波形上，這種同步方式的R_T/C_T輸入端是模擬和數(shù)字信號(hào)的疊加，如圖2所示。

圖2??? 同步波形

??? 工作時(shí)，同步脈沖使C_T上的電壓迅速高于PWM比較器的上限，晶振的充電狀況迅速翻轉(zhuǎn)，晶振開(kāi)始與同步信號(hào)同步的放電周期。

??? 圖1所示方法具有如下優(yōu)點(diǎn)：可以從任何的PWM芯片取得同步信號(hào)或者同步任何PWM芯片，且芯片的數(shù)量不限，雙向的同步信號(hào)，對(duì)于簡(jiǎn)單的系統(tǒng)可以用數(shù)字信號(hào)同步，C_T上的坡度可以做斜坡補(bǔ)償，每個(gè)模塊沒(méi)有嚴(yán)格的頻率設(shè)定，而且可以遠(yuǎn)端關(guān)斷。

??? 增加同步電路將對(duì)PWM的占空比，死區(qū)時(shí)間和坡度產(chǎn)生較小的影響。

3??? 同步電路參數(shù)計(jì)算

??? 首先，我們必須選定晶振的時(shí)間部分參數(shù)以保證同步。同步時(shí)鋸齒波的幅度要比電壓上限低，否則，在同步脈沖來(lái)之前比較器就動(dòng)作了，這將使同步脈沖失效。為了可靠工作，應(yīng)該使PWM晶振的工作頻率比同步頻率低。通常低10％。如圖3所示。

圖3??? 同步時(shí)間參數(shù)

3．1??? 時(shí)間坡度

??? 時(shí)間坡度的幅度也需要比比較器的上限幅度低10％，最小的同步脈沖幅度必須補(bǔ)足這個(gè)10％的幅度－幅度差，如果稍大則更加可靠。

??? 減小這個(gè)幅度－幅度差，充電和放電幅度都會(huì)減小，這將使CT的放電時(shí)間減小，從而使死區(qū)時(shí)間減小。同步脈沖的寬度越寬，芯片的死區(qū)時(shí)間越長(zhǎng)，所以，同步脈沖的寬度只要足夠?qū)捘鼙恍酒谋容^器檢測(cè)到就可以了。

3．2??? 晶振坡度方程

??? 根據(jù)手冊(cè)，時(shí)間元件C_T和R_T可以用來(lái)設(shè)定頻率和死區(qū)時(shí)間。為了取得更好的應(yīng)用效果，必須很好地分析附加的同步電路對(duì)時(shí)間電路的影響。

3．2．1??? 晶振充電坡度方程

??????? ΔV_OSC=

??? I_charge=V_charge/R_T

??? t_charge=ΔV_OSCC_T/I_charge′

??????? ΔV_OSC=V_thupper－V_thlower

??? ΔV_OSC′=ΔV_OSC－V_24Ω

??? V_24Ω=24I_charge=24V_charge/R_T

??? 如果死區(qū)時(shí)間相對(duì)整個(gè)周期很小，那么以上這些計(jì)算公式也可以簡(jiǎn)化。這時(shí)改變坡度電壓的效果在于減小C_T的充電時(shí)間（t_charge），從而使晶振的充電時(shí)間同步到更高的頻率。新的充電時(shí)間（t_charge′）是原來(lái)的充電時(shí)間乘以原頻率和同步頻率的比值，新舊充電時(shí)間的比值P為

??? P===

??? 當(dāng)充電電流小或者R_T大時(shí)，24Ω電阻上的電壓可以忽略。C_T上的電壓峰峰值為2V時(shí)，2mA的電流將產(chǎn)生2.5％的時(shí)間誤差。最好使IC的晶振頻率比同步頻率低15％，也就是說(shuō)P=0.85，這時(shí)

??????? ΔV_OSC(sync)′=ΔV_OSC(orig)P=0.85ΔV_OSC(orig)

??? t_chg(sync)′=t_chg(orig)P=0.85t_chg(orig)

??? V_(sync)的最小幅度為0.15ΔV_OSC(orig)

??? 晶振峰—峰電壓為2V時(shí)，最小的同步脈沖幅度為0.3V，寬度為脈沖周期的15％。

3．2．2??? 晶振放電坡度方程

??? 正確的死區(qū)時(shí)間控制是很重要的，增加同步電路后減小了時(shí)間電容C_T的放電時(shí)間，也就減小了PWM的死區(qū)時(shí)間。這樣一來(lái)，首先C_T上的電壓峰值坡度減小了ΔV_OSC(orig)－ΔV_OSC(sync)，這就使時(shí)間電容從一個(gè)比較小的電能開(kāi)始放電。其次，根據(jù)電流的大小，24Ω電阻上產(chǎn)生了一個(gè)偏置電壓。典型的IC放電電流從6mA到12mA。在充電時(shí)，因?yàn)槌潆婋娏髦挥?mA到2mA，所以，在24Ω電阻上的偏置電壓可以忽略，而放電電流是充電電流的近十倍，所以，在24Ω電阻上的偏置電壓不可以忽略，即在計(jì)算死區(qū)時(shí)間時(shí)必須考慮24Ω電阻上的偏置電壓。

??? 只要知道芯片的放電電流，就可以計(jì)算死區(qū)時(shí)間。當(dāng)然，比較方便的辦法是使用手冊(cè)里的C_T和死區(qū)時(shí)間對(duì)應(yīng)表格，并加上同步電路的影響。簡(jiǎn)言之，放電電流是8mA。

??????? ΔV_dschg′=ΔV_dschg(orig)P－V_24Ω=0.85ΔV_OSC(orig)－0.2

??? t_dchg′=t_dchg(orig)－t_24Ω=t_dchg(orig)

這里t_dchg(orig)是表中的死區(qū)時(shí)間。

??? 實(shí)際的死區(qū)時(shí)間是C_T的不放電時(shí)間和同步脈寬之和。同步脈寬使PWM輸出關(guān)閉，因此，必須計(jì)入死區(qū)時(shí)間。同步脈寬補(bǔ)償了“失去”的死區(qū)時(shí)間，或者說(shuō)是死區(qū)時(shí)間的延續(xù)。即

??? t_dead′=t_dchg′＋t_{syncpulsewidth}

4??? 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

??? 在設(shè)計(jì)的一個(gè)多輸出的基站電源中，我們用到了以上設(shè)計(jì)思想和計(jì)算方法，取得了較好的效果。基站電源封閉在整個(gè)基站系統(tǒng)的機(jī)箱中，要求和系統(tǒng)時(shí)鐘同步，并且由于是多輸出系統(tǒng)，我們采用了兩片控制芯片，也要求同步。該電源的具體參數(shù)如下：

??? 輸入??? 27V；

??? 輸出??? ±12V，5A；±5V，10A；±3.3V，10A；

??? 工作頻率??? 100kHz；

??? 負(fù)載調(diào)整率??? <±0.1％；

??? 電源調(diào)整率??? <±0.05％。

??? 我們使用了兩組UC3806的芯片,兩個(gè)芯片的PWM波形如圖4所示。

圖4??? 兩組芯片的開(kāi)關(guān)波形

5??? 結(jié)語(yǔ)

??? 本文分析了同步在多芯片應(yīng)用，大系統(tǒng)，及多功率等級(jí)電路中的重要性，并分析了同步參數(shù)的計(jì)算方法，并依此設(shè)計(jì)了一臺(tái)多輸出的基站電源，取得了較好的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。