38V/100A可直接并聯大功率AC/DC變換器??

摘要：介紹了一種38V/100A可直接并聯的大功率AC/DC變換器。采用了有源功率因數校正技術以實現系統的高功率因數。DC/DC主電路采用電流型PWM芯片UC3846控制的半橋變換器，并提出了一種新的IGBT驅動電路。為了滿足電源直接并聯運行的需要，設計了以均流芯片UC3907為核心的均流電路。

關鍵詞：大功率；半橋變換器；功率因數校正；均流

0??? 引言

??? 隨著電力電子技術的發展，電源技術被廣泛應用于計算機、工業儀器儀表、軍事、航天等領域，涉及到國民經濟各行各業。特別是近年來，隨著IGBT的廣泛應用，開關電源向更大功率方向發展。研制各種各樣的大功率，高性能的開關電源成為趨勢。某電源系統要求輸入電壓為AC220V，輸出電壓為DC38V，輸出電流為100A，輸出電壓低紋波，功率因數>0.9，必要時多臺電源可以直接并聯使用，并聯時的負載不均衡度<5％。

??? 設計采用了AC/DC/AC/DC變換方案。一次整流后的直流電壓，經過有源功率因數校正環節以提高系統的功率因數，再經半橋變換電路逆變后，由高頻變壓器隔離降壓，最后整流輸出直流電壓。系統的主要環節有DC/DC電路、功率因數校正電路、PWM控制電路、均流電路和保護電路等。

1??? 有源功率因數校正環節

??? 由于系統的功率因數要求0.9以上，采用二極管整流是不能滿足要求的，所以，加入了有源功率因數校正環節。采用UC3854A/B控制芯片來組成功率因數電路。UC3854A/B是Unitrode公司一種新的高功率因數校正器集成控制電路芯片，是在UC3854基礎上的改進。其特點是：采用平均電流控制，功率因數接近1，高帶寬，限制電網電流失真≤3％。圖1是由UC3854A/B控制的有源功率因數校正電路。

圖1??? UC3854A/B控制的有源功率因數校正電路

??? 該電路由兩部分組成。UC3854A/B及外圍元器件構成控制部分，實現對網側輸入電流和輸出電壓的控制。功率部分由L₂，C₅，V等元器件構成Boost升壓電路。開關管V選擇西門康公司的SKM75GB123D模塊，其工作頻率選在35kHz。升壓電感L₂為2mH/20A。C₅采用四個450V/470μF的電解電容并聯。因為，設計的PFC電路主要是用在大功率DC/DC電路中，所以，在負載輕的時候不進行功率因數校正，當負載較大時功率因數校正電路自動投入使用。此部分控制由圖1中的比較器部分來實現。R₁₀及R₁₁是負載檢測電阻。當負載較輕時，R₁₀及R₁₁上檢測的信號輸入給比較器，使其輸出端為低電平，D₂導通，給ENA(使能端)低電平使UC3854A/B封鎖。在負載較大時ENA為高電平才讓UC3854A/B工作。D₃接到SS（軟啟動端），在負載輕時D₃導通，使SS為低電平；當負載增大要求UC3854A/B工作時，SS端電位從零緩慢升高，控制輸出脈沖占空比慢慢增大實現軟啟動。

2??? DC/DC主電路及控制部分分析

2.1??? DC/DC主電路拓撲

??? 在大功率高頻開關電源中，常用的主變換電路有推挽電路、半橋電路、全橋電路等。其中推挽電路的開關器件少，輸出功率大，但開關管承受電壓高（為電源電壓的2倍），且變壓器有六個抽頭，結構復雜；全橋電路開關管承受的電壓不高，輸出功率大，但是需要的開關器件多（4個），驅動電路復雜。半橋電路開關管承受的電壓低，開關器件少，驅動簡單。根據對各種拓撲方案的工程化實現難度，電氣性能以及成本等指標的綜合比較，本電源選用半橋式DC/DC變換器作為主電路。圖2為大功率開關電源的主電路拓撲圖。

圖2??? 主電路拓撲圖

??? 圖2中V₁，V₂，C₃，C₄和主變壓器T₁組成半橋式DC/DC變換電路。IGBT采用西門康公司的SKM75GB 123D模塊，工作頻率定在30kHz。高頻變壓器采用國產鐵氧體EE85B磁芯，原邊繞組匝數為12匝，副邊兩個繞組均為6匝，變壓器無須加氣隙。在繞制變壓器時采用“三段式”方法繞制，以減少變壓器的漏感。整流二極管采用快速二極管，以減小其反向恢復時間對輸出的影響。R₁，C₁，R₂，C₂為并在IGBT兩端的吸收電路。R₅及C₆和R₆及C₇為并在快恢復二極管兩端的吸收電路。R₃和R₄起到保證電容C₃及C₄分壓均勻的作用。CT為初級電流檢測用的電流互感器，作為電流控制時的電流取樣用。為了防止電源在運行過程中產生偏磁，在原邊繞組串聯隔直電容C₅，阻斷與不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡開關管每次不相等的伏秒值。C₅采用優質CBB無感電容。變壓器的副邊采用全波整流加上兩級L—C濾波以滿足低輸出紋波的要求。電阻R₇及R₈為輸出電壓反饋采樣電阻。

2.2??? PWM電路及IGBT的驅動

??? 系統的PWM部分采用電流型控制芯片UC3846組成波形產生電路。圖3是大功率開關電源的PWM控制的電氣原理圖。

圖3??? PWM控制及驅動圖

??? R₁和C₂組成UC3846的振蕩器，振蕩頻率為f=。為了防止兩路開關管的互通，要設定兩路輸出都關斷的“死區時間”，它由振蕩鋸齒波的下降沿決定。從腳8經R₂及C₁到腳4（SEN＋）作為UC3846電流控制的斜坡補償，以有效地防止次諧波振蕩。主電路電流信號經電流互感器CT，橋式整流和阻容濾波后作為UC3846的電流反饋信號。UC3846對電流放大器的輸出電壓脈沖與最大電流限制值（由腳1電壓和電壓誤差放大器的輸出電壓確定）逐個地進行比較，當脈沖開關電流超過最大電流限制時，UC3846將封鎖輸出脈沖，限制了開關電源的最大輸出電流。C₅為實現軟啟動的電容。UC3846的腳1電位低于0.5V時無脈寬輸出，在腳1接電容到地，開機后隨著電容的充電，電容電壓高于0.5V時有脈寬輸出，并隨著電容電壓的升高脈沖逐漸變寬，完成軟啟動功能。

??? IGBT是一復合功率器件，集雙極型晶體管和功率MOSFET的優點于一體，具有電壓型控制，開關損耗小，通斷速度快，工作頻率高，器件容量大等優點，很適合用于大功率電源變換器中，因此，近年來IGBT技術得到了迅猛的發展。專門用于IGBT的驅動電路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列，三菱公司的M57959L系列。它們都具有開關頻率高，驅動功率大，過流過壓保護等優點，但必須要有專門的驅動電源，因此，導致設備整體成本提高。脈沖變壓器也可以作為IGBT的驅動，它有體積小，價格低，不需要額外的驅動電源的優點，但是直接驅動時，脈沖的前沿與后沿不夠陡，影響IGBT的開關速度。圖3所采取的驅動電路具有開關頻率高，驅動功率大，結構簡單，且具有負壓關斷的特點。V₁－V₄，D₂－D₅構成了脈沖變壓器的驅動電路，適用于驅動大功率的IGBT。D₁和D₆有利于V₁－V₄的關斷。當PWM₁為高，PWM₂為低電平時，V₁和V₄導通；當PWM₁和PWM₂均為低電平時，變壓器中由于漏感儲存的能量通過D₃和D₄進行續流，使A點電位降至－0.7V，雖然這時PWM₁為低電平但V₁再次導通，則V₁處于高頻通斷狀態而容易燒毀。PWM₂由高電平向低電平轉換時V₂存在同樣情況。加入D₆可以使續流時A點電位鉗制在0V，從而有利于V₁或V₂的關斷。同理D₁的作用是利于V₃或V₄的關斷。

2.3??? 均流環節設計

??? 并聯運行是電源技術的發展方向之一。欲使開關電源并聯運行，做到各電源模塊之間的“均流”是關鍵。常用的均流方法有外特性下垂法、主從電源設置法、外部電路控制法、平均電流法、最大電流法。分析各種均流方法可知，下垂法雖然簡單易行，但負載效應指標較差，均流精度太低；主從設置法和平均電流型自動均流法都無法實現冗余技術，因為，一旦主電源出故障，則整個電源系統都不能正常工作，使電源模塊系統的可靠性得不到保證；外控法的控制特性雖好，但需要一個附加的控制器，并在控制器和每個單元電源之間有許多附加連線；而最大電流自動均流法依據其特有的均流精度高，動態響應好，可以實現冗余技術等性能，越來越受到開發人員的青睞。UC3907是Unitrode公司根據最大電流法設計的均流控制芯片。圖4是采用UC3907設計的電源并聯運行時的均流環節。

圖4??? 用UC3907設計的均流環節

??? 系統采用霍爾電流傳感器來檢測主電路輸出電流。霍爾傳感器的輸出經分壓與UC3907的腳2電流檢測相連。腳11為電壓反饋端，輸出端分壓得到的電壓與UC3907內部的電壓放大器所接的基準電壓（2.0V～2.1V）相比較后，輸出經驅動放大器作為系統UC3846的電壓反饋。腳15接均流母線。UC3907內部的電流放大器將檢測到的電流信號放大20倍與均流母線上的信號比較。若大于均流母線上的信號，則母線上的電壓將由該電源決定，即“主控”；若調節器的輸出電流小于母線上的電流信號，即“輔控”時，調節器使電壓放大器的基準電壓升高100mV，強迫系統的反饋電壓減小，通過UC3846的調節使該電源輸出電壓增加，從而自動平衡電流。在試驗過程中出現主輔控狀態來回切換的情況。分析其原因發現，當在“輔控”狀態時，電流調節器使基準電壓升高100mV的同時會使電流增大，當電流大于母線電流信號時，致使該模塊變為“主控”。而在下一次調節時又變為“輔控”。這樣，就在主輔控狀態之間來回變化，造成系統并聯不穩定。我們在腳14和腳6之間接一個電阻R₃，使基準電壓在升高時小于100mV，該模塊的輸出電流略微增加，不至于成為“主控”模塊。如果電阻選取得適當，既能保證電源模塊并聯均流又不會發生主控、輔控交替現象。

2.4??? 保護電路設計

??? 對于DC/DC電源產品都要求在出現異常情況（如過流、過載、過/欠壓）時，系統的保護電路工作，使變換器及時停止工作。但各種情況下的保護又不盡相同。一般說來，在過載、過流時，保護電路要動作且不需要自動恢復；而過/欠壓則不同，在過/欠壓情況解除后要求系統能夠重新工作。圖5是系統的保護電路（主要是控制UC3846來停止半橋變換器工作）。UC3846的腳16（SHTDN）為關斷控制腳。當出現過/欠壓（或過流、過載）時，可使U₁(或U₂)導通，D₁（或D₂）導通，則腳16為高電平使UC3846關斷，封鎖輸出脈沖。不同的是，過/欠壓電路使UC3846的腳1經三極管V₁接地。當發生過/欠壓時，D₁導通使腳16為高電平，在UC3846關斷的同時，V₁導通，將UC3846內部腳16所接的晶閘管短接，使其承受負壓關斷。這樣在過/欠壓解除后UC3846能夠重新輸出脈沖使變換器工作。而在過流、過載情況出現時C3846封鎖輸出脈沖，在封鎖解除時脈沖不能恢復。

圖5??? 保護電路設計

3??? 各部分電路波形

??? 研制成功的試驗樣機，在穩態運行時的各部分波形如圖6及圖7所示。

(a)??? 負載輕時PFC封鎖時電流波形

(b)??? 負載重時PFC工作時電流波形

圖6??? PFC部分實驗波形

(a)??? IGBT驅動電壓波形

(b)??? 高頻變壓器原邊電壓波形

圖7??? DC/DC變換器實驗波形

4??? 結語

??? 所制作的工程樣機，已經通過性能測試。該系統具有輸入過、欠壓，輸出過流保護等功能，輸出電壓的電源調整率不大于1％，負載調整率不大于1％，輸出電壓紋波小于50mV，功率因數大于0.9,并聯運行時均流精度控制在5％以內，滿足設計要求。