引言

　　電源管理技術近幾年已大量應用于便攜式和手提電源中。電源管理系統包括線性穩壓器、開關穩壓器和控制邏輯等子系統。本文主要針對低壓差線性穩壓器進行研究。低壓差線性穩壓器是電源管理系統中的一個基本部分，用以提供穩定的電壓源。它們屬于改進效率的線性穩壓器。通過采用共漏功率管來替代常規線性穩壓器的共源功率管，并以此來降低最小電壓降，改善電源效率。由于功率管上的較小壓降降低了功率消耗，從而使得低壓降線性穩壓器在低電壓、片內集成的電源管理系統中廣泛應用。

　　要滿足常規線性穩壓器的穩定性要求，通常需要一個微法量級的片外電容。而較大的微法級電容在現今設計工藝下還不能實現，因此，每個線性穩壓源都需要一個板級片外電容。為了解決這個問題，本文提出了一種無片外電容的線性穩壓源方案。該設計移除了大的片外電容，同時在各種工作條件下都能保證系統的穩定性。除去了大的片外電容不僅被降低板級封裝成本，同時也可降低整個設計的成本，還有利于片內集成的設計。

　　1 電路原理

　　由于本電源轉換器無片外電容，因此設計有兩個主要難題：一是過沖電壓的瞬態響應，二是轉換器的穩定性問題。為了解決這些問題，本文采用偽密勒電容來提高多級運放的穩定性。

　　1．1 瞬態響應補償

　　在無片外電容電壓轉換器里，小的片內輸出負載電容Cout就不能作為主極點，因而必須外推到高頻極點。因此，主極點必須在差分運放環路中，同時瞬態響應信號必須通過環路的主極點。圖1所示是線性穩壓器和電路結構。圖中，主極點的等效輸入電容為CG(≈CGS+ApassCGD+C1)，差分運放的輸出阻抗R可使電流轉化為電壓。當輸出電流產生階躍時，只有在經過一定的延遲時間tp之后，柵電壓Vg足夠接近它的穩態電壓時，功率管才能提供所需的電流。差分運放的寄生極點必須外推到高頻(這樣可以降低這些極點對于時延的影響)，線性穩壓源的速度主要決定于gmerror/CG所影響的傳播延遲時間tp，其中，gmerror是差分運放輸人的小信號跨導。由于環路帶寬的限制，由差分運放反饋的環路不能很快的驅動功率管的柵級，因此，設計時需要一個環路來加速功率管柵級電流的注入。

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　　圖1中的微分器是一個輔助的快通路，可以作為補償電路而成為本線性穩壓源的核心組成部分。微分器不僅可提供一個快速瞬態檢測通路，而且還可作為交流穩定性補償。實際上，可以簡單地把耦合網絡理解為一個單位增益電流緩沖器。Cf感應的輸出電壓變化可轉化為電流信號if，然后通過耦合網絡注入到功率管的柵電容。補償電路分離極點，類似于常規的密勒補償結構，也可以改善環路的速度。假設負載階躍電流為△ILOAD，那么，它將產生一個輸出電壓紋波△VOUT，同時Cf流過的電流對Cg進行沖放電，從而改變MP管的漏電流來補償△ILOAD，并最終使Vout回到其穩定點。減小輸出紋波所需耦合電容的數值可以通過分析圖1中的電路得到。假設流過Rf1和Rf2的電流忽略不計，那么功率管柵電壓的變化所對應的補償電流為：

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　　對于一個電流幅度為0～50 mA，最大輸出紋波電壓為100 mV的線性穩壓器來說，假設Gmp=50 mA／V，CG=5 pF，補償電容Cf為10CG=50 pF；那么，耦合電容的取值就必須保證在無負載或者最小Gmp時都能保持最小的輸出紋波。因此，負載瞬態工作電流從低到高變化時，需要更多的耦合電容。

　　很明顯，所需的耦合電容太大不利于片內集成。所以，需要一種減小Cf大小并保持有效耦合電容的技術。為了分析電路，圖2給出了一個簡單的開環等效電路圖。如果電阻的阻抗相比于電容要小的話，那么流過電容的電流通過電阻RZ將轉化為電壓，然后通過Gmf再轉化為電流。由偽微分電路構成的輔助電路可通過以下方式來提高有效補償電容：

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　　在上述表達式中，假設寄生極點1／RzCf位于高頻范圍。Gmf的作用將體現在兩個方面：第一是Cf可以通過GmfRz來減小其數量級，第二是可消除Cf容所引起的前饋通路的影響。

　　1．2 交流穩定性分析

　　傳輸函數可以通過圖2(b)得到。將差分器的寄生極點1／RzCf外推到環路單位增益帶寬外，同時忽略其影響，并假設米勒電容CG=Cgs+Apass-CGD，然后利用標準電路分析模型，即可得到開環傳輸函數為：

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　　上述等式描述了微分器的理想效果和準米勒補償。通過假設CfRzGmfR1GmpRout>>CoutRout1+CGR1，可以簡化零極點的位置。從而得到：

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　　正如我們所希望的，差分器可以分離功率管的輸入極點和輸出極點，但它并不引入右半平面的零點。而高頻耦合回路增益GmfRz則可保證兩個極點足夠遠并使得線性穩壓源的工作穩定。

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　　圖3所示是一個完整的小信號電路模型，該模型將差分器修改為晶體管模型應用。它增加了一個二級差分運放級GmE。補償電路由微分器(Cf，Rf和Gmf1)和附加跨倒運放Gmf2來增加反饋增益，從而得到更大的等效電容Cf,eff(≈Gmf2RfCf)。這個反饋環路中還包括反饋電阻Rf1、Rf2及其寄生效應。但是，微分器在Vx和Vr點分別引入了寄生極點ωPD1和ωPD2，從而影響了整個環路的交流穩定性，所以，設計時應外推這兩個寄生極點，以使系統環路保持穩定。

　　分析復雜電路的零極點時，可先確定主極點為功率管柵極點Vg，其在很低的頻率下。次極點為輸出節點Vout。其它的寄生零極點包括微分器引入的極點和功率管Cgd引入的零點等。把這些零極點外推到環路帶寬5~10倍頻以外，可以得到較好的相位裕度。

　　2 晶體管級電路設計

　　晶體管級電路如圖4所示。圖中，三級電流鏡運算跨導放大器M0-M3和ME構成差分運放。

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　　三級米勒電流跨導運算放大器的內部節點為低阻抗，從而將各寄生極點高于環路單位增益帶寬的部分外推到高頻范圍。將差分運放的寄生極點外推到環路帶寬3倍以上的頻率范圍，可以降低寄生極點對穩壓器的性能影響。微分器可以補償負載輸出的瞬態響應，其反饋輸入結點為Mgmfl，是微分轉化器的第一級運放，也是非常關鍵的結點。一般需要足夠的增益來驅動微分電容，以把產生的極點ωPD1和ωPD2外推到更高的頻率，但是也會產生很小的寄生電容。因此，在瞬態響應和環路穩定性上的折衷是一個相當困難問題。Rf可在輸出電流瞬態變化時，把流過電容Cf的電流轉化為電壓，并對Mf1和Mf2管進行直流偏置，另外還可降低微分器的輸入阻抗，從而外推其相關極點ωPD1至環路增益帶寬之外。微分轉化器可通過晶體管Mf2和M4與差分運放結合起來。以便通過增加補償電容Cf3來提高交流穩定性，利用Cf3的米勒效應可以把微分器的輸入極點外推的更高頻率范圍。

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　　設計可從輸出壓降VDROP和最大負載電流開始，并由此定義功率管的參數，再定義微分器參數，然后確定差分運放的參數，最后選擇補償電容Cf3。圖5給出了三種負載條件下的電路Spice仿真結果，在溫度-25度到75度范圍內，無偏外電容線性穩壓器的環路增益帶寬大于1MHz條件下，其相位裕度可超過50度。而對于較小的負載電容．環路的單位增益帶寬與電路的穩定性都將得到提高。

　　3 仿真結果分析

　　整個LDO的設計可采用SMIC 0．13μm CMOS工藝實現。面積為0．22 mm2，靜態電流為300μA，片內電容為100 pF，版圖的大部分面積為片內電容和功率管。在負載瞬態電流從0～50 mA變化，且電流上升下降時間為1 μs的條件下，就會出現圖6所示的仿真結果。

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　　由圖6可見，當負載電流從0～50 mA瞬態變化時，輸出電壓紋波分別為84 mV和59mV，鎖定時間大約為4μs。當負載電流從10~50 mA瞬態變化時，輸出紋波小于20 mV。穩壓器的開啟時間小于1O μs。而在負載為電流為10 mA，電源上加輸入正弦信號時，其線性穩壓器的電源抑制比(PSRR)為100 kHz頻率下為－50 dB，在1 kHz頻率下為－53 dB。

　　4 結束語

　　仿真結果表明，本文所提的無片外電容線性穩壓器在犧牲了一部分靜態功耗的情況下，可在同類產品中表現出良好的瞬態響應和穩定性，且其片內電容可以隨著負載電容的增大而減小。因此，在保證環路穩定性的條件下，負載電容可以在一個較大范圍內變化。本文所提出的無片外電容線性穩壓器可以簡化和降低測試板和封裝的設計與成本。故可廣泛應用于片上系統的設計。

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