1 引言

超聲波裝置由超聲波逆變電源和換能器組成。近年來，由于新型稀土功能材料的開發和研制成功，使制造大功率超聲波換能器成為可能，但與之配套的高頻正弦逆變電源產品尚為少見。目前，市場上的大功率正弦逆變電源均為采用IGBT制成的中低頻產品，而高頻逆變電源大多數是方波電源或占空比可調的脈沖逆變電源。因此，高頻大功率正弦逆變電源已成為超聲波應用的瓶頸，使得對該電源的研制已成為急待解決的問題。這里，應用混合脈寬調制(Hybrid Pulse Width Modulation，HPWM)控制技術，采用MOSFET并聯運行方式，應用單片機組成智能控制系統，對高性能、大功率正弦超聲波逆變電源的研制進行了研究。??

2 系統構成

用于高性能、大功率正弦超聲波的逆變電源，其頻率為25kHz，功率為4．5kW。電壓要求在0～200V之間可調，頻率要求在10～25kHz之間可調。

2.1 方案的設計

圖1示出該逆變電源的系統硬件構成框圖。它由AC／DC和DC／AC兩大部分組成。包含有交-直-交主電路、驅動電路、單片機控制系統、低通濾波器、顯示及保護等主要環節。



主電路由220V市電直接供電。單相交流電壓經晶閘管恒流恒壓控制模塊將交流轉換為直流，為逆變器提供恒定的直流電壓。

為了使逆變能得到性能和波形比較好的正弦輸出，需要有較大的載波比。由于其載波信號將達400～600kHz，因此只能選用MOSFET作為開關器件。但是，MOSFET的輸出功率較小，為了增大輸出功率，可采用MOSFET并聯運行的方式來解決高頻與大功率間的矛盾。

逆變部分采用頻率恒定的三角載波信號與輸入的正弦波進行異步調制。控制方式采用HPWM技術．將直流電壓逆變成一系列等幅的脈沖信號。其脈沖信號的幅度和脈寬始終與調制正弦波成正比。這些脈沖信號經低通濾波器將高頻載波信號濾除后．即可得到與調制波同頻的正弦波輸出。因此只要改變輸入的調制波，就可容易地實現幅度可調的變頻正弦波輸出。??

2.2 單片機控制系統

該電源采用專為控制逆變器設計的80C196MC單片機作為逆變的控制核心。80C196MC單片機內部的波形發生器WFG，占用CPU時間非常短．可由P6口直接輸出4路PWM信號用于逆變器的驅動。由80C196MC和EPROM2764構成最小微機系統．將完成超聲波頻率和電壓大小的給定．以及載波頻率的設定，并模擬輸出單極性正弦波恒幅脈寬調制HPWM信號。可實現電壓幅度和頻率的顯示．以及電源的保護控制。

2.3 逆變主電路及HPWM控制方式

在高頻下運行時，功率管的開關損耗極大．器件易于損壞，限制了功率的提高。該電源的關鍵技術難題是在高頻條件下，如何得到大功率的變頻正弦波輸出。即逆變器的難點是如何降低開關管的開關損耗，使du／dt及di／dt應力大為下降，以實現高頻逆變。為了達到這些目的。逆變主電路采用了易于實現軟開關技術的單相全橋拓撲結構．在控制方式中采用了HPWM控制方式。圖2示出逆變器的主電路拓撲。圖3示出4個開關管的驅動信號及逆變器的輸出信號。



HPWM控制方式的實質仍屬于單極性SPWM控制方式。逆變橋輸出端得到的是三態輸出電壓波、形。在輸出電壓的正半周，正弦調制波與三角載波交／截產生的脈沖信號控制VS1和VS3橋臂高頻互補通斷；控制VS2和VS4橋臂低頻互補通斷，即VS2關斷，VS4導通。在輸出電壓的負半周，兩橋臂的工作狀態互換。VS1一直關斷，VS3一直導通，VS2和VS4高頻調制工作。HPWM控制方式中總有兩個功率管工作在低頻情況下，在總體上減少了開關損耗，這對于在高頻下提高功率是極為有利的。與一般的SPWM控制方式相比。HPWM方式下兩個橋臂交替工作于低頻和高頻狀態，使兩個橋臂工作對稱，功率管工作狀態均衡，這將延長功率管的使用壽命，使整個電路的可靠性增加，具有電壓利用率高，諧波含量小，開關損耗低的優點。由于每個開關管都并聯了電容，在濾波電感參數選擇適當的情況下，電路很容易實現開關管的零電壓通斷(ZVS)，使du／dt及di／dt應力大為下降，完全可以實現高頻大功率逆變。



2.4 驅動電路

開關管的驅動電路可采用最新的LM5111驅動器。它采用SOIC-8腳封裝，并為輸入和輸出級提供獨立的接地及參考電壓管腳，以便支持采用分開供電設計的門極驅動配置。LM5111芯片的峰值輸出電流高達5A，LM5111的兩條5A電流驅動通道可各自獨立，也可并行連接，將峰值輸出驅動電流提高至10A，以便能以極高的效率驅動極大的功率MOSFET。 LM5111的工作頻率高達1MHz，其開通、關斷延遲小，分別為12ns和14ns。完全能滿足該電源的要求。

3 軟件實現

3.1 主程序

圖4示出主程序流程圖。它包含初始化子程序、HPWM信號產生子程序、鍵盤掃描和顯示子程序。初始化子程序中，80C196MC對堆棧地址及載波頻率等參數進行初始化，并對單片機本身的各個I／O端口、中斷及波形發生器等設定工作方式。可通過鍵盤給定所需輸出的正弦波頻率，由顯示程序進行顯示。顯示子程序可對電壓信號進行定時采樣，A／D轉換后，動態、分時顯示正弦波的頻率和幅度值。



3.2 HPWM信號產生子程序

HPWM是由正弦調制波與等幅的三角載波相比較產生的。波形發生器在中心對準方式下，WG—COUNTER的計數過程形成了一個虛擬的三角波載波。正弦調制波可通過查表方法實現。由于輸出HPWM波具有對稱性，因此只需建立0°～180°的正弦函數表。為了達到足夠的分辨率，正弦函數表中每隔0．15°安排一個采樣點，每個數據具有15位二進制數值，占2個字節，輸出正弦波半個周期中共取1200項數據，存放在起始地址為SIGN的存儲區中。設載波頻率為fc，輸出頻率為fo，則每半個輸出正弦波周期中需要N=fc/fo個交點值，第i個交點所對應的正弦調制波幅值可通過查表得到，其地址為SIGN+1200i／N。



將三角載波與交點處的正弦調制波幅值相比，以獲得逆變器的HPWM開關模式。每當三角波載波的頂峰(WG—COUNTER=WG—RELOAD)或谷底時，向單片機發出中斷請求，進行數據的裝載。如此進行，每半個周期交換兩相，得到混合單極性調制方式的HPWM波。圖5示出HPWM信號產生子程序流程圖。

4 實驗結果

采用上述主電路結構、控制方式，研制了輸出頻率為25kHz；載波頻率為600kHz；輸出功率為4．5kW的原理樣機。圖6a，b示出感性半載和感性滿載時的濾波電感電流iL和輸出電壓uo實驗波形。由圖可知，在半載和滿載時，uo的變化較小，有較好的負載調整率。圖6c，d示出逆變橋同一個橋臂兩個功率管VS2和VS4的驅動電壓ugsVS2和ugsVS4及其放大了的ugsVS2和ugsVS4實驗波形。可見，考慮到死區，同一橋臂的兩個功率管是互補導通的。功率管的驅動電壓波形的上升和下降延遲時間都非常短，能夠滿足要求。



5 結論

采用單片機智能控制系統的大功率超聲波電源，可實現電源頻率和輸出電壓的人工設定。單片機模擬輸出的HPWM信號可簡化硬件電路，大大提高系統的功率因數和效率；同時運用了HPWM控制方式與ZVS諧振軟開關技術，降低了開關管的損耗，抑制了高次諧波，減小了換能器的損耗。實驗表明，所提出的電源性能優良，調節方便，可靠性高。可為大功率超聲波換能器在各個領域的應用提供性能優良的超聲波電源。