引言

　　降壓型變換器在電子設(shè)備中有著廣泛的應(yīng)用，是現(xiàn)代電力電子系統(tǒng)的核心部分，它的運(yùn)行狀態(tài)直接影響整個(gè)電力電子系統(tǒng)的工作性能。采用線性穩(wěn)壓器通過(guò)降壓必然會(huì)出現(xiàn)電源功率轉(zhuǎn)換效率過(guò)低的問(wèn)題，降壓變換器（BuCk）又稱串聯(lián)開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器或開(kāi)關(guān)型降壓穩(wěn)壓器，既能提供所需的低壓電源、恒定的電流，又能有較高的轉(zhuǎn)換效率。

　　1、Buck變換器概述

　　Buck變換器也稱降壓型變換器。如圖1所示Buck變換器的模型電路，開(kāi)關(guān)管VT受PWM控制。VT導(dǎo)通時(shí)（設(shè)導(dǎo)通壓降為零），加在電感L上的電壓為（Vi?V0），由于電感上的電壓恒定，所以電感的電流線性上升，其斜率為dIL/dt=（VI?V）/L，這使電感的電流IL為有階梯的斜坡，見(jiàn)圖2（a）IL線性上升區(qū)段。此時(shí)，電感電壓左正右負(fù)，二極管VD因承受反壓而截止，電源給電容C0充電及給負(fù)載供電。

　　VT關(guān)斷開(kāi)時(shí)，由于電感電流不能突變，電壓反轉(zhuǎn)左負(fù)右正，VD導(dǎo)通，將電感L左端的電壓箝位于比地低一個(gè)二極管導(dǎo)通壓降（約1V）。此時(shí)，先前流過(guò)VT的電流現(xiàn)在轉(zhuǎn)移到流向VD，見(jiàn)圖2（a）線性下降區(qū)段，其斜率為dIL/dt=（Vo+1）/L，電感電流線性下降，電容C0放電及給負(fù)載供電。

　　如圖2所示Buck變換器的工作波形。圖2（a）中，當(dāng)開(kāi)關(guān)管VT和二極管VD分別關(guān)斷時(shí)，VT的Vce、VD承受的反向電壓Vrd均為Vi。ton期間，電感L由電壓（Vi?V0）勵(lì)磁、儲(chǔ)存能量，磁通量增加；toff期間，輸出電壓V0與開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)方向相反加到電感L上消磁、釋放能量，磁通量減少。根據(jù)“伏?秒相等原則”，則有如下等式成立。

　　（VI-VO）×ton=VO×tOFF

　　考慮到toff=T-ton，上式可以轉(zhuǎn)化為

　　V0=ton*Vi/T=D*Vi（1）

　　（a）CCM工作模式（b）DCM工作模式圖

　　2、Buck變換器的電壓波形

　　由于整個(gè)周期中電感電流IL始終沒(méi)有降到零，這種工作模式稱為CCM模式。在此狀態(tài)下，如果把電感的電感量減小或負(fù)載減輕，減到一定條件下會(huì)出現(xiàn)圖2（b）所示電感電流降到零的DCM模式。

　　2、基于TL431構(gòu)成的自激式Buck變換器

　　TL431是精密基準(zhǔn)電源，其內(nèi)部功能框圖及電路符號(hào)如圖3所示，L431所謂的陽(yáng)極（A）、陰極（K）實(shí)際上是內(nèi)部二極管的正負(fù)極。正常工作時(shí)，陽(yáng)極接參考地，陰極既是供電端又是電壓調(diào)整端。當(dāng)內(nèi)部集成運(yùn)放的同相端電壓高于基準(zhǔn)電壓（反相端）時(shí)，集成運(yùn)放輸出電壓升高，陰極電壓下降，反之亦反。Vref是TL431內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓，Vref=2.5V。

　　如圖4所示是以TL431為主構(gòu)成的Buck變換器。在這個(gè)自激式DC-DC降壓電路中，TL431不僅作為基準(zhǔn)源，而且作為自激振蕩的有源器件。

　　初始上電時(shí)，R4給VT2提供啟動(dòng)電，VT3導(dǎo)通，繼而VT2、VT1導(dǎo)通（因?yàn)?a href="http://www.xsypw.cn/tags/ti/" target="_blank">TIP41是中功率管，電流放大倍數(shù)較小，故增加VT2驅(qū)動(dòng)），續(xù)流二極管VD1反偏截止，電感L1勵(lì)磁蓄能。輸出電壓V0經(jīng)采樣電阻R7（C3用于頻率補(bǔ)償）與R8的分壓加TL431的參考端（R），電壓小于2.5V時(shí)TL431的吸納電流很小，VT3因基極電壓較高而保持導(dǎo)通。另一方面，輸入電壓VI由R2與R3分壓加到VT3的發(fā)射極，當(dāng)VT3導(dǎo)通時(shí)發(fā)射極電流與R2的電流一同作用在R3上，電容C2充電，電壓上升。

　　隨著VT1持續(xù)導(dǎo)通，VO升高，TL431參考端（R）的電壓逐漸上升接近于2.5V，TL431吸納電流增大，VT2基極電壓下降；電容C2充電、電壓升高。因此，有下述過(guò)程發(fā)生：

　　（VB2↓&VE2↑）→VBE2↓→VC2↑→VC1↓

　　VT1集電極輸出電壓VC1經(jīng)R6與R5分壓，加到TL431的陽(yáng)極（A）的電壓降低。此刻，TL431參考端（R）與陽(yáng)極（A）之間的電壓增大，TL431吸納電流進(jìn)一步增大，加劇VT2基極電壓下降，加速VT1、VT2關(guān)斷。

　　VT1、VT2關(guān)斷時(shí)，VO下降，TL431參考端（R）的電壓逐漸下降接近于2.5V，TL431吸納電流減小，VT2基極電壓上升；電容C2放電、電壓下降。因此，有下述過(guò)程發(fā)生：

　　（VB2↑&VE2↓）→VBE2↑→VC2↓→VC1↑

　　VT1集電極輸出電壓經(jīng)與分壓，加到TL431的陽(yáng)極（A）的電壓升高。此刻，TL431參考端（R）與陽(yáng)極（A）之間的電壓減小，TL431吸納電流進(jìn)一步減小，加劇VT2基極電壓上升，加速VT1、VT1導(dǎo)通。

　　根據(jù)電路的工作原理可知，輸出電壓VO為

　　為了便于深入分析電路工作的本質(zhì)，現(xiàn)在把電源電壓VI設(shè)為25V，實(shí)測(cè)輸出電壓VO為5.0V，VT3基極為8.1V，發(fā)射極為8.6V。若VT3不存在，電源電壓VI經(jīng)R2、R3分壓，VT2發(fā)射極電壓為7.8V（），因?yàn)閂T2的存在且周期性導(dǎo)通，其發(fā)射極周期性輸出電流作用與R3上，經(jīng)C2暫存，故VT3發(fā)射極的實(shí)際電壓高于7.8V。

　　如圖5所示為負(fù)載5Ω開(kāi)關(guān)管集電極的電壓波形。由圖示可見(jiàn)，VT1基極的電壓波形為交流測(cè)試所得振幅較小。若用直流測(cè)試，VT1基極電壓的變化相對(duì)于太小了，根本不易觀察。VT1集電極為振幅為25V的PWM脈沖，與VT1基極的負(fù)脈沖相對(duì)應(yīng)，開(kāi)關(guān)頻率約34kHz。

　　用數(shù)字萬(wàn)用表測(cè)量VT3導(dǎo)通時(shí)其集電極比電源電壓VI低1.4V，基極約為8.1V，發(fā)射極約為8.6V，VCE遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)0.2V。VT1導(dǎo)通時(shí)其集電極接近于VI。因此，VT3開(kāi)關(guān)狀態(tài)中的“開(kāi)”狀態(tài)是放大導(dǎo)通，而VT1開(kāi)關(guān)狀態(tài)中的“開(kāi)”狀態(tài)是飽和導(dǎo)通。

　　圖5開(kāi)關(guān)管VT1基極與集電極的電壓波形（負(fù)載5Ω）

　　（1）計(jì)算CCM模式的輸出電壓

　　當(dāng)負(fù)載不變、電源電壓降低到10V時(shí)VT1集電極的電壓波形如圖6所示。這時(shí)，變換器工作于CCM模式且工作頻率也有較大的變化，由圖5的34kHz上升到圖6的157kHz。因此，這種自激式Buck變換器屬于混合調(diào)制型，即開(kāi)關(guān)管的工作頻率及導(dǎo)通時(shí)間均會(huì)發(fā)生變化的開(kāi)關(guān)電源。

　　圖6電源電壓為10V時(shí)VT1集電極的電壓波形（負(fù)載5Ω）

　　如圖6所示，工作頻率f約為80kHz，折算成周期

　　T約為12.5μs，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間tON為7.1μs，故占空比D=7.1μs/12.5μs≈56.8%。

　　根據(jù)公式（1），得

　　考慮到續(xù)流二極管VD1的正向壓降約為0.7V及線路壓降，這個(gè)結(jié)果在可以接受的范圍內(nèi)。

　　（2）計(jì)算DCM模式的輸出電壓

　　當(dāng)電源電壓恢復(fù)為25V，以VT3發(fā)射極為參考地，VT3基極與VT1集電極的電壓波形如圖7所示。因以VT3發(fā)射極為參考地，故VT3基極的波形就是其發(fā)射結(jié)的波形。由于VT3發(fā)射極約有8.6V直流電壓，因此，以VT3發(fā)射極為參考地測(cè)試VT1集電極時(shí)，整體波形沿基準(zhǔn)零電位向下平移約有8.6V。

　　圖7以VT3發(fā)射極為參考地，VT3基極與VT1集電極的電壓波形（負(fù)載5Ω）

　　如圖7所示，工作頻率f約為33.3kHz，折算成周期T約為30μs，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間tON為4μs，故占空比

　　D=4μs/30μs≈13.3%。

　　根據(jù)公式（1），得

　　VO=D×VI=tON/T×VI=13.3%25≈3.33V

　　顯然，這個(gè)結(jié)果是錯(cuò)誤的！因?yàn)榇藭r(shí)系統(tǒng)工作于DCM模式，公式（1）不再適用，而應(yīng)采用公式（2）。如圖7所示，電感電流不為零的時(shí)間tOFF‘為13μs（=2.6div5μs/div）。

　　根據(jù)，公式（2）得　　

VO=tON/（tON+tOFF’）×25=4/（4+13）×25≈5.88V

　　考慮到續(xù)流二極管VD1的正向壓降約為0.7V，這個(gè)數(shù)值與前面CCM模式時(shí)的相差很小！

　　（3）電阻R5與R6的作用

　　電路中，VT1集電極的輸出電壓VC1經(jīng)R6與R5分壓加到TL431的陽(yáng)極（A），在TL431的陽(yáng)極（A）與地之間墊入一個(gè)附件電壓?VR5，?VR5是TL431的工作

　　電流與的電流在上共同作用的結(jié)果。TL431參考端（R）的電壓為（≈2.5V）可表示為：

　　VR8=Vref+?VR5

　　式中，是TL431參考端（R）與陽(yáng)極（A）之間的電壓，=2.5V，可見(jiàn)很小。

　　穩(wěn)態(tài)時(shí)為定值，當(dāng)VT1導(dǎo)通時(shí)升高，增大，則必然減小。根據(jù)TL431的工作特性可知，其吸納的電流減小，VT3基極升高，驅(qū)動(dòng)VT2的電流增大，加速VT1導(dǎo)通。當(dāng)VT1關(guān)斷時(shí)只是TL431的工作電流在上的作用，與之前相比減小，則必然增大。TL431吸納的電流增大，VT3基極下降，驅(qū)動(dòng)電流VT2的減小，加速VT1關(guān)斷。因此，

　　TL431陽(yáng)極（A）對(duì)地的附件電壓，在VT1開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)起至關(guān)重要的作用。

　　由于決定開(kāi)關(guān)狀態(tài)的根本原因是脈寬調(diào)制管VT3的發(fā)射結(jié)壓降VBE3，當(dāng)VBE3大于約0.7V時(shí)VT3導(dǎo)通（見(jiàn)圖7所示VT3發(fā)射結(jié)波形的頂部區(qū)間），否則VT3關(guān)斷。VT3的基極的電位受TL431控制，發(fā)射極電位是充電電壓。因此，制約開(kāi)關(guān)頻率因素有負(fù)載，L1的電感量，R2、R3分壓及C2容量等。

　　3、輸出功率與效率

　　表1是電感L1為56μH，系統(tǒng)在不同電壓、不同負(fù)載下的工作狀況。

　　4、測(cè)試

　　根據(jù)實(shí)際測(cè)試體驗(yàn)，影響效率的主要因素有3個(gè)：開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗、電感和續(xù)流二極管VD1。開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)，電感的損耗與磁芯的磁通密度及線徑有關(guān)，續(xù)流二極管VD1的損耗與導(dǎo)通降壓關(guān)。增大的電感量，可以減小輸出電壓的紋波，在一定限度內(nèi)提高變換器的效率，但電感量太大，直流電阻及損耗也變大，效率反而降低（筆者手摸電感有明顯熱感）。

　　安森美公司推薦電路（見(jiàn)圖8），在輸出5V&1A時(shí)效率為82%。由圖8可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)管為TIP115，脈寬調(diào)制管為MPSA20，續(xù)流二極管為1N5823，電感為150μH@2.0A，額定輸出為5V@1.0A。

　　圖8安森美公司推薦電路

　　采用圖4所示電路是基于能輸出大功率的Buck變換器效率很難做得很高，比如L4960的效率只有73%；效率高比較高的JRC2360輸出功率做不大。輸出功率大、效率又高的價(jià)格就昂貴。本文用分立元件構(gòu)成的Buck變換器具有輸出功率大效率高的特點(diǎn)，元器件易于購(gòu)買，價(jià)格便宜，非常經(jīng)濟(jì)實(shí)惠。