pwm是脈沖調制技術，對于pwm，我們或多或少有所了解。在前文中，小編對pwm控制原理、spwm控制原理有所介紹。為增進大家對pwm技術的了解程度，本文將對單極性pwm模式以及雙極性pwm模式予以闡述。如果你對pwm具有興趣，不妨繼續往下閱讀哦。

　　一、單極性PWM模式

　　產生單極性PWM模式的基本原理如圖6.2所示。首先由同極性的三角波載波信號ut。與調制信號ur，比較（圖6.2（a）），產生單極性的PWM脈沖 （圖6.2（b））;然后將單極性的PWM脈沖信號與圖6.2（c）所示的倒相信號UI相乘，從而得到正負半波對稱的PWM脈沖信號Ud，如圖 6.2（d）所示。

　　二、雙極性PWM模式

　　雙極性PWM控制模式采用的是正負交變的雙極性三角載波ut與調制波ur，如圖6.3所示，可通過ut與ur，的比較直接得到雙極性的PWM脈沖，而不需要倒相電路。

　　與單極性模式相比，雙極性PWM模式控制電路和主電路比較簡單，然而對比圖6.2（d）和圖6.3（b）可看出，單極性PWM模式要比雙極性PWM模式輸出電壓中、高次諧波分量小得多，這是單極性模式的一個優點。

　　單極性調制方式的特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗。但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻［載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。

　　雙極性調制方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗。

　　三、有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器

　　1、ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過程分析

　　有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1～Q4四個功率管（內帶續流二極管）組成一個全橋電路。其中，Q1、Q2組成超前橋臂，兩端分別并聯有吸收電容C1、C2，用來實現Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容，用來實現滯后臂（由Q3、Q4組成）的ZCS。

　　圖1 ZVZCSPWM全橋電路示意圖

　　在有限雙極性方法控制下，Q1～Q4的驅動時序見圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調的定頻變寬脈沖;ug3、ug4為互補方波，頻率、脈寬固定。當然考慮到直通的問題，ug3、ug4不能同時為1，要錯開一個固定的死區時間。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4開始導通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯電容的存在，變壓器端電壓在下降時不會突然到零，而是有個過渡過程，其時間取決于并聯電容的大小及負載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓，其幅值取決于Cb大小及其它條件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS實現得越好，但同時開關管電壓應力又增大，因此Cb不能太小，一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10%。

　　圖2 全橋電路有限雙極性控制時序及各變量響應圖

　　電路工作過程分析如下：

　　1）t0時刻Q1、Q4同時導通，變壓器原邊電流ip開始上升，流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊，同時隔直電容Cb上的電壓開始上升。為了簡化分析，暫不考慮變壓器的勵磁電流和副邊電流Io的波動，因此變壓器原邊電流ip（t）為

　　ip（t）=Ipo=Io/n（1）

　　式中：n為變壓器原副邊匝比。

　　當然，實際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復過程，ip（t）上升沿有一個尖峰，見圖2。

　　Cb兩端電壓ucb（t）為

　　ucb（t）= -ucbp（2）

　　式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

　　2）在t1時刻Q1關斷，Q1的關斷是ZVS關斷，原邊電流ip通過C1（充電）、C2（放電）繼續按原方向流動。C2經過一段時間的放電，在t12時刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯二極管開始導通續流。此階段電容C2兩端電壓uc2（t）變化過程為

　　uc2（t）=Ipot/（C1+C2）（3）

　　并有

　　t12-t1=E（C1+C2）/Ipo（4）

　　式中：E為直流輸入電壓。

　　3）由于Cb上的電壓作用，在t2時刻環流衰減到零，原邊電流變化過程為

　　ip（t）=Ipo-ucbpt/L1（5）

　　該狀態持續時間（即環流時間）為

　　t2-t12=IpoL1/ucbp（6）

　　此時ucb（t）達到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

　　t2-t0=2UCbpCb/Ipo（7）

　　4）在t2～t23時刻，電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電，由于時間常數很小，可認為該過程響應速度很快，諧振過程很快結束。穩定時Q2兩端電壓保持為UCbp。

　　5）t23時刻Q4關斷，顯然，由于此時Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關斷。經一個固定的死區時間后，在t3時刻，Q2、Q3同時導通，由于此時Q2兩端電壓為UCbp，由設計可保證UCbp《10%E，且環流已衰減到零，因此可近似認為Q2是ZVZCS導通。而Q3是硬開關導通，而且Q3導通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關工作方式下Q3導通時其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關狀態下大，這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

　　6）在t3時刻之后電路工作過程和t0～t3時類似，這里就不詳細分析了。

　　2、全范圍實現ZVS和ZCS的約束條件

　　由式（2）可以看到，在占空比一定時，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環流時間越短，因而ZCS實現得越充分。將式（7）代入式（6），并設t12-t0=DT/2（D為占空比，T為開關周期），則有

　　t2-t12=4CbL1/DT（8）

　　可見在電路參數固定的情況下，環流時間是一個固定值，不依賴于負載。實驗也表明，適當減小開關頻率，從而使DT變大，可使環流時間t2-t12減小，有利于ZCS的實現。

　　由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導通轉截止后，C2上電壓降到零的過渡時間越長，因而ZVS實現得越好。而且負載越輕（Ipo越小），過渡時間越長。而移相控制由于超前橋臂上下兩個開關管的導通基本是互補的，因此在輕載時很難實現開關管的ZVS導通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優越性。如當Q1關斷后，Q2導通時刻由移相控制時的t12～t3時刻推后到了t3時刻，可以充分保證只有當Q2的續流二極管導通后才使Q2導通，從而保證全范圍的ZVS。實驗證明，在正確設計好電路參數后，超前橋臂的ZVS實現得相當好。

　　3、應用實例

　　這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設計當中。具體參數為：輸入220V/15A;輸出56.4V（最大）/53A（最大）;開關工作頻率60kHz;功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）;變壓器原副方匝數比為24/4;輸出濾波電感40μH;輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片，因此采用UC3825+CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

　　圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實例

　　UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環路中加入電流環后，電源具有響應速度快，保護迅速，源效應和負載效應好等優點。模塊整機功率因數為0.99，效率90%，重約10kg。該產品已成功運行于某移動通信基站現場。