本文分析了不同的電源環路布局，同時考慮了熱管理和電氣寄生效應。

　　結果表明，改進的布局可以顯著降低工作溫升，同時保持電氣性能優勢。

　　氮化鎵 （GaN） 等寬帶隙 （WBG） 功率半導體已顯示出更好的開關性能、高可靠性和耐溫能力，品質因數 （FOM） 是同類硅器件的 3 到 10 倍 。具有小芯片尺寸和導通電阻（RDS，on）降低寄生電容和電感，提高開關速度，減少開關損耗，從而實現更高的功率密度和效率。更高的頻率需要一些設計注意布局改進，以最大限度地減少增加的熱阻和電感。

　　現有的印刷電路板布局方法

　　本文考慮的電源環路布局是大多數電源轉換布局所圍繞的半橋配置，包括兩個功率半導體開關和一個旁路電容，如圖1所示。電感器（l）平均開關節點v的輸出電壓電平西 南部= V低和電容器 C高頻，而理論上不是必需的，因為它與V并行高，在實踐中需要為高頻電流提供低阻抗路徑。

　　圖 1.典型的半橋構建塊。平行板短路傳輸線（a）。采用低阻抗傳輸線作為功率回路結構的半橋布局，具有相應的尺寸（b）和相同的（c）邊緣視圖。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　將電源環路電感降至最低的 PCB 設計，由下式估算L圈 = μ0·無噸/瓦，之前已經討論過 。圖1（b、c、d）顯示了電源環路的PCB實現。總之，PCB布局應盡量減少長度和厚度，同時增加寬度w。這可以通過圖1（c）布局中使用的放置來實現，l和w由組件的物理尺寸決定，t由電壓要求或PCB可制造性約束設置。

　　現有布局下的降壓轉換器散熱挑戰

　　隨著開關器件的溫度在許多應用中成為電激活水平的限制因素，改善散熱也成為主要的設計考慮因素，特別是在PCB級別，這在去除FET中的熱量方面起著重要作用。在圖1的降壓轉換器中，Q1在較大的熱負載下，因為它同時表現出開關損耗和傳導損耗，而Q2僅表現出傳導損耗。圖 2（布局 A）顯示了圖 1 （c） 的標準布局的分解圖。在熱方面，頂層具有更高的電阻路徑，用于Q1，因為銅平面被中斷C高頻.Q2，另一方面，具有透明的銅平面，用于熱量有效地擴散到PCB中并最終消散到環境中。此外，可用的過孔更少Q1以避免嚴重穿孔GND返回路徑。因此，布局A對于降壓轉換器應用來說不是熱優化的，需要改進布局以適應沒有Q的更高損耗1過熱。

　　圖 2.電源環路布局的分解視圖，其中參考節點和返回路徑 （GND） 以綠色突出顯示（頂部）。與箭頭表示的熱流路徑相同的俯視圖（底部）。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　另一方面，考慮到升壓轉換器應用，其作用Q1和Q2反轉，用Q2具有較高的損耗，在這種情況下，布局 A 表現良好，因為Q2具有較低的熱阻。

　　優化降壓轉換器的布局

　　作為重新排列以熱改進布局A以進行降壓操作，C高頻可以移動到側面Q2因為兩者都連接到GND（圖2中的布局B）。這將需要使用第2層作為V高平面，它仍充當 AC 參考平面，并且尺寸 l、w 和 t 保持不變。熱Q1現在有一條通往環境的良好路徑，因此布局B在降壓操作下應該表現得更好，但在升壓操作下表現更差，因為Q2現在被阻礙C高頻。

　　通過以電容器為中心的布局消除權衡

　　對于需要寬轉換器工作范圍或雙向轉換（降壓和升壓）的情況，布局A或B在熱上僅限于一個FET或另一個FET。此外，在這兩種布局中，Q1 和Q2緊密放置，因此產生的熱量集中在較小的區域。這些問題可以在布局C中通過以下方式解決：C高頻介于兩者之間Q1和 Q2.在布局 C 中，Q1和 Q2通過圖 2 中所示的第 2 層中的交換機節點 （SW） 進行連接。布局C遵循規則以最小化環路電感，雖然傳統上將開關和信號節點放置在外層，但對于低阻抗來說并不是必需的。兩個節點V高和 V低由于以下原因，處于相同的交流電位C高頻因此共同形成交流參考平面，并且不影響環路電感。

　　熱優勢在于布局C增加了兩者之間的間距，并為兩者提供了暢通無阻的銅平面。Q1 和Q2.此外，相鄰過孔的空間更大，返回平面穿孔更少，開關節點可以被具有潛在EMI優勢的直流平面屏蔽。

　　一些可能的缺點，在實踐中并不重要，因為當使用單個封裝柵極驅動IC時，間隔較遠的FET可能需要更長的柵極驅動路徑，并且在某些情況下，電容器可能比FET更高，而FET在安裝散熱器時必須容納FET。

　　分析與驗證

　　為了測試上述設計方案，使用了硬開關轉換器，因為它們易于設計和易于理解的行為。在降壓和升壓操作中比較了三種布局設計的熱性能。設計和制造具有每個電源環路布局的相同電路板。電壓V高選擇在 150 V 時，這是用于Q1 和Q2.轉換比率固定為V低/五高= 0.25，這意味著Q1工作在占空比為 0.25 和Q2在0.75。直流電感電流固定在IL= 15 A，因為這接近電感的飽和值，而所選FET的適中值。因此，轉換器在所有測試用例中處理562W。開關頻率F西 南部= 選擇100 kHz以提供真實的FET功耗值。以上測試參數是所進行測試的基線。Q1在降壓模式下具有熱過載，并且Q2在提升模式下。

　　圖 3.a） 損耗模擬結果，b） 開關節點電壓 v西 南部用于降壓轉換器 Q1打開過渡。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　電氣仿真和測量

　　為了估計FET中的散熱，在LTspice?中進行了電氣仿真，其中包括估計的PCB寄生效應。對FET損耗進行了仿真，作為設定頻率、占空比和溫度的函數。結果如圖3a所示。

　　測量開關性能以顯示不同布局之間的電感差異。圖3b所示的開關波形顯示了接通Q1在降壓操作期間。可以看出，這三種布局在振鈴方面顯示出微小的差異，表明對寄生電感的影響很小。

　　散熱測試設置

　　熱測試在具有受控氣流的強制風冷測試箱中進行。圖4顯示了測試連接和實驗設置。對于熱測量，在焊盤之間的PCB上鉆一個200μm寬的孔，以提供光學熱傳感器（OPSense? OTG-F傳感器）的訪問。該傳感器具有抗EMI性能，并且具有極小的熱質量。

　　圖 4.a） 與主板和測試 PCB 的電氣連接，用于散熱測試。b） 光學傳感器測量設置，顯示光纖傳感器的 PCB 鉆孔。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　熱仿真模型

　　使用6SigmaET ［4］（一種商用熱和CFD軟件）進行熱仿真，以驗證測量的觀測結果。PCB布局與所需的所有細節（銅導體，過孔，設備）一起導入軟件。代表性數據點用于通過測量進行驗證。

　　強制空氣對流結果

　　第一組測量是在 400 LFM 氣流下對三種布局執行的。從圖3所示的降壓和升壓配置的熱仿真結果來看，高端FET上的最高溫度表明布局A在升壓方面具有熱優勢，而布局B在降壓模式下更有效地散熱。

　　圖 5.在升壓下，布局C的測量（紅外和光纖溫度傳感器）和模擬結果（表面溫度）。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　與A和B相比，布局C在最佳操作模式（A在升壓模式下，B在降壓模式下）具有與A和B相似（5%以內）或更好的熱性能，并且在次優操作模式下（A在降壓模式下，B在升壓模式下）比布局A和B有顯著改進。圖6顯示了降壓和升壓操作的三種布局的測量Q1和Q2溫度。結果表明，布局C在雙向操作中沒有熱損失，而布局A在降壓（溫度提高10%）和B在升壓（溫度升高25%）時的熱性能顯著降低。使用散熱器進行的其他測試也得出了類似的結論，由于布局C中更好的冷卻效果和更大的Q1和Q2間距，溫度較低［5］。

　　圖 6.三種布局的測量結果和溫升比較摘要。圖片由博多的電力系統提供 ［PDF］

　　結論

　　三種布局 A （C高頻 與 Q1 相鄰），B （C高頻 鄰近Q2）和 C（介于Q1和 Q2）顯示出可比的電氣性能，在振鈴頻率上觀察到的微小差異。實驗支持這樣的假設，即在典型設計條件下，布局A針對升壓轉換器操作進行了熱優化，布局B針對降壓操作進行了優化。布局 A 在降壓操作下受到熱挑戰，布局 B 在升壓操作下受到熱挑戰，如果不在最佳模式下運行，則會出現較大的熱損失（高峰值溫度）。

　　布局 C 提供大而無遮擋的銅平面和更大的間距Q1 和Q2布局C被證明在任何工作條件下都是熱可行的，特別適用于各種應用，如逆變器、D類放大器和太陽能優化器，以及雙向應用，如電池接口，在測試中觀察到的缺點最小。