今天的內容僅為設計模擬LDO的一些考慮。數字LDO和混合型LDO的內容下次再更新。

首先，讓我們了解一些基本概念。LDO是用來做什么的？對于一個電源來說，我們希望得到一個非常干凈的DC電壓，但是，負載的瞬態變化以及輸入紋波都是LDO需要考慮的干擾因素。

LDO使用誤差放大器來比較參考電壓和反饋的輸出電壓，通過調整功率晶體管的柵極電壓，來調整輸出電流大小。在等效電路模型中，LDO簡單地建模為一個可調電阻，確保當輸入電壓和負載發生變化時輸出電壓是穩定的。

壓差(Dropout Voltage)的定義為：LDO能夠支持的額定最大輸出電流情況下，最小的輸入減輸出的電壓差。

靜態電流IQ是輸入電流減輸出電流的差值。主要由三部分組成：基準電壓源的電流，誤差放大器的電流以及電阻分壓器的電流。顯然，為了使電流效率最高，需要盡量小。

我們來看一下效率的計算公式。效率等于輸出功率與輸入功率之比。通常來說，IQ遠小于負載電流，故可以忽略不計。當輸入和輸出電壓差變大，效率會線性減小。因此效率低是LDO穩壓器的主要問題。

可以考慮以下兩個例子，如果前級的DC-DC轉換器提供了1.2V的輸入，目標輸出電壓是1.0V，并且當傳輸100mA時，IQ為0.1mA，那么效率為1/1.2 = 83.3%。如果LDO直接與輸出電壓為3.7V的鋰離子電池連接，在其他條件相同的情況下，效率僅僅為27%。因此，LDO通常只作為第二級電源穩壓器使用，前一級由開關電源實現高效率的功率電壓轉換。

現在我們來看一下電源抑制PSR的概念。PSR的定義為在一定頻率下，輸出紋波電壓和輸入紋波電壓的比值。為了測試PSR，我們可以在不同頻率下在上加入正弦波并觀察衰減的輸出紋波。

在電池供電的應用中，1MHz到100MHz這個頻帶是比較重要的。因為前級的DC-DC轉換器工作在此頻率下，并且會產生幾mV到幾十mV的電源紋波。從應用的角度看，MHz范圍里的PSR也十分重要。正如在4G的通信系統中，基帶信號的帶寬可以達到20MHz，而在5G系統中，帶寬超過100MHz。

對于負載瞬態響應，一般使用輸出電容來提供緩沖電流，以緩解LDO環路延時。需要注意的是，電容不可避免地存在等效串聯電阻(ESR)。在古老的設計中，會添加ESR產生一個左半平面零點來補償次主極點以增加相位裕度。或者，ESR可能來源于布線的寄生電阻。負載瞬變過程中，ESR會提供額外的電壓誤差。比如當負載從高到低發生瞬變時，在LDO反饋回路響應之前，電容會提供絕大部分的輸出電流，而電容電流會在ESR產生一個相反方向的電壓。因此，我們會觀察到額外的負脈沖電壓（紅色部分）。

為了比較不同的LDO的性能，英特爾公司的Peter Hazucha提出了一種性能指標FoM。其中，響應時間TR等于負載電容乘以ΔVOUT再除以最大輸出電流。為了獲得更好的FoM，我們需要使用更小的IQ來提供更大的最大電流。為此，需要設計一種低功耗的快速響應LDO。很明顯，這是功耗和速度的折中。如果速度不夠，那就只能電容（面積）來湊了。

除了響應速度，PSR對于噪聲敏感的模擬和射頻負載來說是一個非常重要的指標。此外，還有幾個考慮因素，比如實現低壓差才能實現高能量效率。同時，全集成LDO需要做到面積優化，面積就是成本。并且，其性能相對于工藝制程來說應該是要可擴展的，即當我們把同樣的電路結構搬到更先進工藝的情形下時，性能也應該要相應地變得更好。但這一點并不是所有的LDO設計都能滿足的，取決于設計者的思路和采用的架構。這個后面還會提到。

在一個典型的LDO設計中，LDO會存在至少兩個低頻極點。Power MOS的柵極有很大的RC時間常數，這是因為誤差放大器的輸出電阻和柵極的寄生電容都很大。同時，輸出節點也有大電容，它來自濾波電容或者負載本身。顯然，由于LDO的負載電阻和導通電阻會隨著輸出電流的改變而改變，輸出極點也會因負載條件的不同而改變。

使LDO反饋回路穩定是LDO設計中最基本的需求。因此，在我們設計LDO的時候，我們需要想清楚應該把LDO的主極點設計在什么位置。

如果我們把主極點設計在輸出節點處，當負載較大時，單位增益頻率UGF在重載條件下會增加，因為輸出極點會移到更高的頻率。當單位增益頻率接近第一個非主極點時，環路的穩定性會降低。

另一方面，如果我們把主極點設計在LDO的內部節點時，需要把內部極點設計在較低的頻率下。這樣在輕載或空載的情況下，輸出幾點會接近主極點，環路的穩定性會受到的限制。

另一方面，如果考慮到PSR的影響，最好把主極點放在輸出節點。這樣我們可以在輸出節點處放置一個大電容來濾去電源的紋波。這樣，當頻率高于的頻率時，高頻紋波就會被負載電容濾去。

而在內部主極點的情形下，PSR主要由LDO穩壓反饋回路決定。當環路增益減小時，PSR會變得很差。在UGF附近的頻率處，PSR下降到大約0dB，即沒有PSR。

該表總結了把主極點設計在輸出節點和內部節點時的各自優缺點。把輸出極點PO作為主極點時，當工藝尺寸變小時，電路性能也會隨之變好，這是因為在更先進的工藝條件下，內部極點更容易被推到高頻。而把內部極點作為主極點時，即使工藝變得更好，單位增益頻率UGF也難以提升，因為在輕載的情況下，UGF會受到的限制（除非引入其他的零點技術在補償次極點）。把PO作為主極點的缺點是，需要大電流來驅動內部極點去到高頻，這樣會導致LDO的靜態電流增加。

我們可以選擇PMOS或NMOS來作為功率管。顯然，PMOS更容易在低壓下被驅動，而同樣條件下，NMOS需要更高的電壓來驅動。為了保持低壓差，一般需要用到升壓電荷泵電路來驅動NMOS的誤差放大器EA。

就輸出阻抗而言，由于NMOS功率級的一個源級跟隨器，因此它可以提供對負載瞬態變化的本征響應（intrinsic response）。因為在LDO反饋回路響應之前，VOUT已下降，那么NMOS功率管的VGS會隨之增加，并因此自動提供更大的輸出電流。因此，在輸出阻抗ZoN的計算中，我們將1/gmN與其他因子并聯，其中gmN為NMOS功率管的跨導。

基于NMOS LDO的特性，Replica LDO是一種簡單適用于數字負載的選擇。在Replica LDO中，MN1和MN2是一對尺寸比為1:N匹配晶體管。如果偏置電流IB和輸出電流之比也為1:N，VOUT則近似等于VMIR，其中VMIR是基準電壓VREF的鏡像電壓。當然，IB和輸出電流不可能完全匹配，所以VOUT會隨著負載電流的變化而變化。如果負載能夠接受電源的變化，比如數字電路，就問題不大。

另一個好處是，相比于well-regulated情況，VOUT隨負載變化的情況在瞬態響應的時候會實現更小的undershoot和overshoot， 如右下角的圖。

前面講到，Source Follower的輸出阻抗為1/gm。有論文提出了一種新型的源級跟隨器Fliipped-Voltage Follower (FVF)。與普通的源級跟隨器相比，FVF具有更大的輸出電流能力和更小的輸出阻抗。在FVF結構中，M1作為共柵放大級，如果vo發生一個很小的變化，這一變化將被gm1ro1倍放大到va，并會控制M2的跨導gm2。因此，FVF的輸出阻抗為1/gm1ro1gm2。

良好的輸出電流的能力使得FVF本身即可作為一個簡單的LDO，其中VSET僅為M8提供直流偏置。當I1和I2，M7和M8大小匹配時，VOUT應該近似等于VMIR，其值接近VREF。誤差放大器和VSET電壓偏置僅消耗微小的電流，因為它們僅提供直流偏置電壓。與具有的差分輸入對的傳統LDO相比，FVF是單端結構，它的電流利用率相對差分結構更高。因為傳統差分輸入的誤差放大器的一端在LDO里面是恒定接VREF，那一條只支路的電流被浪費了。

但是，簡單結構的電路只能提供很小的環路增益，這會導致DC regulation較差。為了達到更大的DC增益，可以使用共源共柵FVF結構。它采用M2作為另一個共柵放大器級。現在，環路中存在來自于VOUT、VA、VG的三個極點。因此，從穩定性角度來考慮，需要采用密勒補償。

如圖顯示了一種典型的LDO，其帶有片外負載電容和一個內插的buffer。片外的大電容使得輸出極點很容易能成為主極點。同時，buffer的輸入電容和輸出阻抗都很小，這樣可以更好地驅動MOS功率管。因此，buffer的作用是把MOS功率管的一個低頻極點拆分成兩個相對高頻的極點。實現buffer最簡單的方法是使用一個輸出阻抗為1/gm的源跟隨器。但是，如果我們想進一步降低輸出阻抗，只用source follower，需要消耗很大的電流。

我們可以使用負反饋特性來進一步減小輸出阻抗，而不是簡單地增加source follower的偏置電流。如上圖計算的那樣，如果有一個環路增益為βA0的負反饋，輸出阻抗可以減小1+βA0倍。

利用負反饋的特性，我們就得到了super source follower (SSF)，它增加了一個晶體管M2用于減小輸出阻抗。雖然在SSF中多了一個分支消耗功率，但是DC偏置電流得到了更高效的利用。當輸入減小時，將有更多的動態電流可以用來下拉緩沖器的輸出。