紅外載荷中的核心部件是紅外焦平面探測器。由于天文觀測具有背景輻射極低、光子通量極低的特點，為了實現探測器的高信噪比，需要降低器件的暗電流和讀出電路的噪聲。一些低通量的觀測要求在超長積分時間內觀測幾個光電子，因此讀出電路需要實現較長的積分時間，以完成對微小目標信號的探測。同時，讀出電路還需要保證低背景下弱信號的高線性度。

據麥姆斯咨詢報道，近期，中國科學院上海技術物理研究所紅外探測全國重點實驗室的科研團隊在《紅外與激光工程》期刊上發表了以“天文應用紅外焦平面讀出電路研究”為主題的文章。該文章第一作者為梁清華副研究員，主要從事大規模紅外焦平面讀出電路方面的研究工作；通訊作者為梁清華副研究員和丁瑞軍研究員，主要從事集成電路設計、紅外光電器件及物理、分析和評價技術等方面的研究工作。

本文設計了一款天文應用的640×512 HgCdTe焦平面讀出電路，輸入級采用電容反饋跨阻放大器（CTIA）結構以保證低背景下弱信號的注入效率和高線性度。電路采用了有效的功耗管理策略，在保證電路正常工作點下盡可能地降低電路功耗以減小電路輝光對器件暗電流的影響。同時，研究了非破壞性讀出的數字功能，以實現超長的積分時間和信號的多幀累積，同時也降低電路噪聲。

天文應用紅外焦平面的發展現狀

目前，國際上報道的天文應用的碲鎘汞紅外探測器的公司主要有美國的Teledyne、Raytheon以及法國的Sofradir等。三家公司的典型產品，型號分別為Hawii-2 RG、VIRGO、ALFA（Astronomical Large Focal plane Array）。Hawii-2RG是已經應用在歐空局（ESA）的歐幾里得探測器和NASA的JWST等項目，VIRGO是應用在可見和紅外巡天望遠鏡VISTA項目，VISTA中的紅外相機是由16個VIRGO探測器拼接而成，ALFA主要是服務于ESA的近紅外大面陣探測器的項目，三款產品的主要性能指標如表1所示。

表1 國際天文應用紅外探測器性能指標

從表1中可以看出，目前主流的天文應用探測器均具有大面陣、暗電流低、讀出噪聲低、功耗低的特點，且主要工作在短波波段。三款探測器的讀出電路輸入級均采用的是PMOS源隨結構SFD，如圖1所示，單元結構只采用了三個MOS管，即積分復位開關、源隨器的輸入管和輸出選擇開關，利用的是探測器自身的結電容作為積分電容，盡量減少電路節點的電容，降低對總積分電容的影響。因此與直接注入結構相比，SFD結構注入效率高，功耗低、噪聲低，是目前天文應用主流的讀出電路的輸入級結構。當然，由于SFD結構積分過程中二極管的偏置是在變化的，因此輸出通常是有一定非線性的。SFD結構讀出電路整體性能指標與探測器的結電容和動態阻抗密切相關，要求探測器有較小的結電容和較大的動態阻抗，對器件要求很高。

圖1 SFD電路結構

中國目前也在積極規劃天文望遠鏡，擬在2024年發射“巡天”空間望遠鏡，由于器件性能與國外先進水平尚存在較大差距，中國紅外天文應用的進展相對緩慢，國內關于天文應用探測器的報道也較少。

天文應用紅外讀出電路設計

電路規模為640×512、中心距為15 μm，適配截止波長為1.7 μm的短波探測器，工作溫度80 K，多模塊拼接。根據國內焦平面器件的實際情況，主要實現器件暗電流不高于5 e?·s?1，讀出噪聲不高于50 e?。因此，除了要求制備低暗電流、高均勻性的碲鎘汞短波探測器、在多模塊的拼接上注意保證共面性及柔性帶線的連接以及抑制杜瓦的雜散光，讀出電路需要實現高增益、低噪聲、超長積分時間，以及需要抑制電路輝光對暗電流的影響和關注低背景應用下小信號的非線性。

天文應用640×512讀出電路的整體結構如圖2所示，主要包括以下功能模塊：像元面陣、列信號處理電路、輸出級、模擬偏置產生電路、行/列譯碼器、數字控制模塊和多路選擇模塊。像元面陣電路、列信號處理電路、輸出級組成的模擬信號鏈路完成探測器信號的積分、采樣和緩沖讀出，模擬偏置產生電路為信號鏈路中的運放提供合適的電壓和電流信號，確保電路工作的最佳工作點，設計輸出1、2、4通道可選。行/列譯碼器實現面陣像元信號的選通，數字控制模塊主要產生電路內部所需的控制信號，該電路可實現窗口選擇、增益可選、工作模式可選等功能。

圖2 電路整體框圖

由于探測器的性能限制以及應用于低背景環境下，選取了探測器偏置穩定、低背景弱信號下線性度和注入效率較高的CTIA結構作為注入級結構。CTIA接口電路適合用在成像或者光譜應用，典型的積分時間在10 μs~100 ms范圍，而且CTIA結構有可調的靈敏度，獨立于探測器的結電容。像元電路如圖3所示，由于天文應用信號積分時間長，對CTIA的運放的帶寬要求不高，這里選擇了簡單的五管運放，如圖4所示。為了實現高增益，設計了5 fF和10 fF兩檔積分電容可選。

圖3 像元電路結構

圖4 像元電路結構

像元電路的噪聲來源主要是CTIA運放噪聲、KTC噪聲以及源隨器噪聲。讀出電路工作在低溫下，運放噪聲和源隨器噪聲主要來源于MOS晶體管的1/f噪聲。因此，在設計過程中，考慮到有限的像元面積，適當提高輸入管的跨導以及合理使用PMOS器件以降低1/f噪聲，同時適當提高采樣電容以降低KTC噪聲的影響。為了降低溝道電荷注入效應對電路的影響，采用了在積分復位管旁邊串聯補償管和CMOS傳輸門開關等方法以減小該效應引起的電壓誤差。

區別于常規的短波焦平面讀出電路，天文應用讀出電路還需要重點關注抑制電路輝光對器件暗電流的影響以及實現超長的積分時間。

降低電路輝光對器件暗電流的影響

研究表明，電路輝光glow的產生影響了器件暗電流的準確測量，也影響了電路的噪聲。輝光是由半導體材料的電子和空穴的合并導致的，發生在半導體材料的電流變化或者強電場下的影響。文獻說明了采用SFD結構的H2RG探測器，輝光的大小受源隨器的電流、像元時鐘頻率、并行的輸出端口個數影響。增加源隨器的電流時，明顯發現表面暗電流增加。輝光的大小直接與像元選通時間成線性關系，像元選通時間越長即時鐘頻率低則輝光電子數越大，H2RG電路典型的時鐘頻率是100 kHz。而且當積分時間足夠長時，溫度低于60 K時，暗電流接近于0，但是輝光還是會增加。即使運放的電流降低到nA級別，讀出電路也會發射輝光，主要產生與MOS管的截止區。讀出電路的多金屬層可以部分地解決這個問題，但是產生的光傳播到讀出電路的邊緣，會引起焦平面暗信號的不一致性。

因此，降低電路輝光對器件暗電流的影響，一是要降低工作電流即降低電路功耗，降低運放電流會導致更長的模擬信號的建立時間，需要折中考慮；二是要電流存在的時間或者強電場存在的時間要短，即選通時間不能太長、適當提高電路時鐘頻率；三是優化電路版圖，從物理上屏蔽電路輝光的影響。

在電路功耗方面，該電路針對圖5所示的模擬信號鏈路設計了粗細多檔可調的電流鏡偏置模塊，見圖6。首先通過外置IMSTR_ADJ電壓，確定電路的基準電流Iref，設計了×1、×2、×4的電流復制倍數，通過調節寄存器IM(1-0)、UP(2-0)、AP(1-0)、DP(1-0)來控制主偏電路、單元CTIA運放、列級處理電路以及輸出級運放的電流選擇開關，以確定最佳工作點。同時，在模擬信號鏈路上增加了一些全局的、列的控制開關，在不需要的時間段可以將電路關斷，減小漏電流，節約電路功耗。電路設計了1、2、4路輸出可選，實際應用時由于積分時間長，幀頻要求不高，采用邊積分邊讀出的工作模式，選擇1路輸出，關掉其他通道，進一步降低電路功耗。

圖5 模擬信號鏈路及電流偏置框圖

圖6 電流偏置電路

在電路版圖方面，采用了0.18 μm CMOS工藝，考慮到15×15的像元，采用大面積的頂層金屬覆蓋，進一步阻止電路放大器輝光對探測器的影響，單元版圖如圖7所示。

圖7 單元電路版圖

讀出電路非破壞性讀出功能的實現

在天文應用領域，處理微弱信號時為了獲得準確的測試結果長的積分時間是有必要的。常規的短波探測器積分時間一般約幾十毫秒，而天文用的探測器積分時間需要幾百分鐘。考慮到幀頻要求，電路一般采用邊積分邊讀出的工作模式，即當前幀信號在積分時上一幀的信號在讀出，如果積分時間達到幾百分鐘，則幀頻將會很低。因此電路引入非破壞性讀出的功能，可實現在不破壞當前的信號讀出的基礎上，讓電路不復位一直積分，實現信號的多幀累積，不影響電路的幀頻。該功能可以在每次觀測中動態地選擇最優的積分時間，提高強弱信號的對比度，同時作為一種斜坡采樣的策略降低讀出噪聲。

INT為幀頻信號，標志著一幀圖像的開始。LINE為行頻信號，標志著512行每一行讀出的開始。RST_P為芯片的全局復位信號，CLK為時鐘，DATA為寄存器配置控制字。讀出電路芯片通過INT、LINE、RST_P、CLK以及DATA的外部端口輸入來實現內部所需的時序控制。為了實現非破壞性讀出功能，在功能寄存器DATA中增加了一位控制字NDR，當NDR為1時啟用該功能。

由圖3可知，INTRST及SH信號分別為積分復位和采樣信號，由于讀出電路為快照模式工作，因此均為全局控制信號。設計了積分控制模塊，通過外部輸入的INT、 LINE、RST_P、CLK信號時序以及NDR控制字來生成相關的INTRST及SH信號，INTRST及SH信號為高電平使能。

在未開啟非破壞性讀出的數字功能前，即NDR=0時，電路常規工作的時序如圖8所示，INT的下降沿后0.5 clk，INTRST控制的復位開關斷開，這一幀的光電流信號開始積分，在INT的上升沿T2時段后SH控制的采樣結束，這一段是信號的積分時間，實際應用通過調節INT信號的低電平時間來調節積分時間。電路采用的是邊積分邊讀出的工作模式，在當前幀信號積分時，讀出的是上一幀的輸出信號。

圖8 仿真控制時序（NDR=0）

在開啟非破壞性讀出的數字功能后，即NDR=1時，電路工作的時序如圖9所示。在下一個INT的上升沿之后就開始工作，此時NDR開啟后的第一幀的INTRST復位開關閉合，電路復位，此后幀INTRST將一直維持在低電平（復位開關斷開），采樣信號SH與普通模式相同，即在第一幀正常復位清零后，陣列持續對探測器信號積分。當修改NDR為0時，下一個INT上升沿后會產生INTRST復位信號。

圖9 仿真控制時序（NDR=1）

積分控制模塊的電路實現如下：

圖10所示為SR鎖存器（Set-Reset Latch），由兩個或非門組成，SD為置位端或置1輸入端，RD為復位端或置0輸入端，輸出端為Q。鎖存器置1端輸入時序起始信號BEGIN，置0端輸入時序清零信號CLR和結束信號END，根據鎖存器的工作原理，輸出端在BEGIN和END信號之間維持高電平，從而得到相應的時序信號。

圖10 SR鎖存器結構

如圖11所示，SR鎖存器的BEGIN接模塊A的NET1，NET1是一個四輸入的或非門的輸出。仿真結果如圖12所示。

圖11 NDR電路結構1

圖12 NET1信號仿真示意圖

SR鎖存器的END連接的是模塊C，如圖13所示，NET3是一個兩輸入的或非門的輸出，這兩輸入分別是INT在JK觸發器的時鐘CLK作用下經過觸發器的輸出信號，仿真結果如圖14所示，NET3信號距離INT下降沿0.5 clk。

圖13 NDR電路結構2

圖14 NET3信號仿真示意圖

采樣SH信號的實現電路圖同INTRST信號的實現方式，SR鎖存器的BEGIN信號連接的是前一幀面陣的最后一元信號的讀出，END信號是距離INT上升沿26 clk的脈沖，產生的SH信號為這兩個信號的上升沿之間的高電平。即設計圖8中的T1為33.5 clk，T2為26 clk。

總結上述積分采樣過程，即NDR=1時，下一幀復位后，將持續積分，信號多幀N次累積，采樣仍然每幀產生，采樣次數是N-1，如圖15所示。這種非破壞性讀出功能的核心其實也是一種電路降噪的方案。

圖15 非破壞性讀出功能示意圖

電路仿真與測試結果

圖16的仿真結果顯示，電路?40 ℃低溫下讀出電路的輸出擺幅約1.3 V，線性度高于99.9%。圖17展示了讀出電路與短波HgCdTe探測器倒焊后的樣品，對所研制的天文應用紅外焦平面探測器進行了測試，主要依據的是GB/T 17444—2013《紅外焦平面陣列參數測試方法》，主要測試設備是高溫面源黑體輻射源和直流電源。

圖16 輸出電壓與光電流的關系

圖17 天文焦平面器件樣品圖

天文應用紅外焦平面的測試區別于常規的短波焦平面測試，測試環境及條件更為苛刻。常規的焦平面測試系統實現的最長積分時間僅為2 s，因此利用讀出電路設計的非破壞性讀出的數字功能，首先需要搭建超長積分時間測試系統，如圖18所示，結合該工作模式的時序，更改系統輸入的data控制字NDR位，在下一個INT的上升沿復位后開始積分，設置一幀為10 s，幀數N可以根據需要設置，將每一幀的數據采集后處理。

圖18 超長積分時間測試系統

結論

通過天文應用640×512紅外焦平面讀出電路的設計以及和截止波長為1.7 μm的短波探測器倒焊后的焦平面測試結果表明，降低讀出電路功耗和優化電路頂層金屬覆蓋的版圖有利于降低電路輝光對器件暗電流的影響，開啟讀出電路的非破壞性讀出的功能實現了超長積分時間探測，有利于提高器件的信噪比。6000 s的積分時間下，當電路功耗調低至14.04 mW時暗電流僅為0.9 e?·pixel·s?1。讀出噪聲實測為27 e?（5 fF增益檔）和50 e?（10 fF增益檔），若采樣次數為16次，斜坡采樣后噪聲電子數將降低至24 e? (5 fF)和44 e? (10 fF)。電路以及焦平面性能達到設計預期指標，滿足天文應用對紅外焦平面的使用需求，并且為今后更大規模的天文應用的紅外焦平面工程化應用研究提供了技術基礎。

審核編輯：黃飛

?