司機在駕駛過程中會面臨非常復雜的交通狀況。首先，司機需要對汽車進行動力控制。其次，他們還要保持對汽車周圍環境的關注。第三，司機還要規定從出發點到目的地的導航線路。除此之外，司機還可能會同時使用車載信息娛樂系統或者與乘客聊天。輔助駕駛系統能幫助司機監測和處理穩定性、控制和導航三個層面的信息，這將能有效減少司機的工作負擔，并且提高了操控的方便性和駕駛的安全性。防抱死制動系統和汽車穩定控制系統已經能夠完成汽車穩定性層面上的任務。導航系統能夠滿足導航層面的需要，而且應用越來越廣泛。在汽車的直接環境中，司機需要引導車輛保持在車道內行駛。鑒于此，電子發燒友技術編輯特整理一些ADDAS電路設計供工程師參考，不足之處還請見諒。

　　TOP1 高級駕駛監測車載系統電路設計

　　酒精濃度檢測模塊設計

　　酒精濃度檢測模塊主要由3個部分組成：酒精傳感器，小信號放大電路和A/D轉換器。酒精傳感器是整個模塊的核心，常用的酒精傳感器主要有電化學酒精傳感器，半導體酒精傳感器等等?？紤]到這套系統為車載系統，因此需要傳感器具有體積小，精度高，響應快，抗干擾能力強的特點，我們選擇了MQ-3酒精傳感器。MQ-3傳感器對乙醇蒸汽有很高的靈敏度和良好的選擇性，它的測量范圍是 10~1 000 ppm的酒精濃度，在測量范圍內，該傳感器的體電阻與空氣中的酒精含量成線性關系，我們通過將體電阻的變化轉化為一種電壓的變化，就可測得空氣中酒精的酒精含量。

　　該系統設計電路如圖2所示。U1是酒精傳感器，兩個F引腳為加熱引腳，用來給傳感器預熱，A，B引腳為信號輸出，A接電源，B 與地之間串一個200 kΩ的采樣電阻（實際電路中用一個電位器來替代），其作用是將體電阻Rs轉化為電壓輸出，運放U2A組成一個同向放大電路，其放大倍數為1+R3/R2，這里R3=R2，所以放大倍數為2倍，然后運放輸出端接A/D輸入端，我們采用ATmega16L的片上A/D，其分辨率為10位，足以滿足我們的采集需求。由此，得到輸出電壓與體電阻Rs的關系為。

　　圖2 酒精濃度檢測模塊電路設計

　　報警顯示模塊設計

　　報警顯示模塊用于酒精濃度的超限報警和日常信息的顯示，由蜂鳴器和LCD5110組成，LCD5110是一款常用的液晶屏，供電2.7~5.5 V，通過不同的字庫取模，可以顯示數字，英文字母，漢字和圖片，該款液晶還具有一個背光接口，在外部光線不足的時候可以用一個跳線帽點亮背光，提供照明。 LCD5110與主控MCU的通信采用SPI接口，但是為了硬件IO的通用性和軟件的可移植性，本系統中用通用IO來模擬SPI時序，形成一個軟件 SPI，因此我們將LCD5110的接口放在了5個通用IO而非專用SPI接口上，增加了布線的方便性。報警裝置采用一個有源蜂鳴器，用一個NPN三極管做電流放大，如圖3所示，三極管的基極通過一個電阻連接到主控的一個IO上，控制蜂鳴器發聲與否。

　　圖3 報警顯示模擬電路設計

　　主控模塊設計

　　主控模塊由單片機ATmega16L及其外圍電路組成的最小系統構成。ATmega16L是一塊8位單片機，其片上集成了一個10位的AD轉換器，分辨率達到5/1024，足以滿足酒精濃度檢測模塊中的采樣要求；片上還有一個全雙工串口，用于GPS模塊和GSM模塊的數據通信。ATmega16L普通模式下功耗僅為3.3 mW，非常適合本系統應用。其電路設計如圖4所示。

　　圖4 主控模塊電路設計

　　汽車行駛記錄儀的數據傳輸接口電路設計

　　USB數據傳輸接口電路設計

　　USB接口有數據傳輸速度快、連接簡單、兼容性好等特點。汽車行駛記錄儀國家標準考慮到RS232接口使用的普及性和USB接口的先進性，規定了同時使用這兩種接口實現數據通信。在USB數據傳輸的設計方案中采用PDIUSBD12芯片作為USB控制器。PDIUSBD12完全符合USB1.1版規范；同時它還符合大多數器件的分類規格；還適用于許多外設，如打印機、掃描儀、外部的存儲設備和數碼相機等，它使得當前使用SCSI的系統可以立即降低成本。

　　單片機直接讀寫閃存盤，可以實現便攜設備或者嵌入式系統的外掛式海量存儲。這一技術的核心是USB-HOST技術，FAT文件系統規范的實現，海量存儲協議的實現以及USB批量傳輸方式的實現，涉及到的協議眾多，技術難度非常高。在如圖3所示的設計方案中，USB接口芯片采用的是Cypress公司的USB-HOST接口芯片 SL811，該芯片支持USB1.1協議、價格低、性能突出且可靠性高。文件系統采用FAT格式，可以兼容Windows 98和Windows 2000/XP。對于大多數廠家生產的閃存盤都可以成功存取。

　　為了提高電路的可靠性和EMI特性，在電路板設計和布線的過程中應注意以下一些規則：在電源、地線之間加上去耦電容；盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬；信號線布在電（地）層上；在大面積的接地（電）中，常用元器件的引腳與其連接，對引腳的處理需要進行綜合的考慮；布線設計完成后，需檢查布線設計是否符合設計者所制定的規則，同時也需確認所制定的規則是否符合印制板生產工藝的需求。

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　　TOP2 采用ADAS3023同步數據采集系統電路設計

　　采集系統電路設計

　　ADP1613用于低成本SEPIC-uk拓撲，是ADAS3023在外部5 V電源供電情況下，為其提供20 mA時所需±15 V高壓穩定電源以及最大值為3 mV的低輸出紋波的理想選擇。ADP1613盡可能地減少了外部元器件數目，并且具有超過86%的效率，因此它能滿足ADAS3023的規格要求。如圖為采集系統電路設計。

　　等效模擬輸入電路設計

　　在各通道輸入（IN0至IN7）與公共參考（COM）之間使用差分輸入結構，所有通道同時采樣。圖39顯示了這些輸入的等效電路。二極管為模擬輸入（IN0至IN7）和COM提供針對高壓電源（VDDH和VSSH）的ESD保護。應確保模擬輸入信號不超過供電軌0.3 V以上，否則會造成二極管正偏，并開始傳導電流。超出絕對最大額定值的電壓可能導致ADAS3023永久性損壞。

　　內部基準電壓源設計

　　精確的內部基準電壓源經過工廠調整，適合大部分應用。將CFG寄存器中的REFEN位置1（默認值）則使能內部基準電壓源，并可在REF1和REF2引腳上產生4.096 V電壓；該輸出電壓用作主要的系統基準電壓。未經緩沖的2.5 V（典型值）帶隙基準電壓輸出至REFIN引腳，需采用外部10 μF和0.1 μF電容的并聯組合以降低輸出端噪聲。REFIN的電流輸出有限，如果后接一個適當的緩沖器，如AD8031等，則它可以用作一個源。由于內部放大器使用固定增益，REFIN輸出的負載過高會降低4.096 V系統的基準電壓。內部基準電壓輸出經過調整后達到預期的4.096 V，初始精度為±8 mV?；鶞孰妷哼€經過溫度補償，典型溫漂為±5 ppm/°C。使用內部基準電壓源時，ADAS3023應按照圖42所示進行去耦。REF1和REF2連接均短接在一起，并利用REFIN輸出和RCAP 內部調節電源上的適當去耦電容去耦。

　　外部基準電壓源和內部緩沖器設計

　　當采用通用系統基準電壓源，或者要求具有更佳的漂移性能時，則需使用外部基準電壓源和內部緩沖器。將REFEN位設置為0便可禁用內部帶隙基準電壓源，允許用戶向REFIN引腳提供外部基準電壓（典型值為2.5 V）。內部緩沖器保持使能狀態，因此無需使用外部緩沖器放大器，即可產生主要的系統基準電壓。當REFIN = 2.5 V且REF1、REF2輸出4.096 V時，這將是系統的主要基準電壓。就本配置而言，如圖43所示連接外部基準電壓源。由于內部緩沖器可處理ADAS3023基準電壓要求的動態變化，因此任何2.5 V的基準電壓均可用于此配置。

　　外部基準電壓源設計

　　對于需要精確、低漂移、4.096 V基準電壓的應用，可以使用外部基準電壓源。在這種模式下，禁用內部緩沖器需要將REFEN置位為0，并將REFIN驅動或連接至AGND，因此需要硬件和軟件兩種控制。若僅驅動REF1和REF2引腳但卻沒有禁用內部緩沖器，則會導致驅動放大器的輸出端發生源電流/吸電流沖突。將4.096 V精密基準電壓源直接連到REF1和REF2，以作為系統的主基準電壓（參見圖44）；推薦兩種基準電壓源ADR434或ADR444。若使用運算放大器作為外部基準電壓源，則在驅動容性負載方面需多加留意。

　　內核電源設計

　　AVDD和DVDD引腳分別為ADAS3023的模擬和數字內核供電。這些電源需要足夠的去耦，每個電源上至少包括一個10 F電容和100 nF電容。100 nF電容應盡可能靠近ADAS3023。為了減少所需電源的數量，DVDD可以通過一個簡單的RC濾波器（連接在AV D D與DVDD之間）從模擬電源供電。

　　ADAS3023通過消除信號緩沖、電平轉換、放大/衰減、共模抑制、建立時間簡化了設計挑戰，也避免了其他模擬信號調理挑戰，同時實現更小的尺寸、更短的上市時間和更低的成本?？?a href="http://www.xsypw.cn/v/tag/1315/" target="_blank">編程增益ADAS3023集成一個可編程增益儀表放大器（PGIA），它具有四個可選范圍。PGIA設置由一個輸入引腳和 COM引腳上的最大絕對差分輸入電壓確定。上電與默認條件預設為±20.48 V （PGIA = 11）輸入范圍。由于ADAS3023能夠采用任何輸入類型，比如雙極性單端或偽雙極性等，因此必須設置PGIA以充分利用器件允許的輸入范圍。您覺得這一款完整的16位逐次逼近型模數轉換器性能如何，在未來電子設計中還有什么需要改進的地方？

　　TOP3 汽車油量監測報警器電路設計

　　汽車的油箱油量檢測通常是由水平檢測器 來完成的。當油箱儲滿燃油時，浮標動臂升起，將電位器的阻值調至最?。ㄒ灿胁糠周囆褪菍㈦娢黄鞯淖柚嫡{至最大），使油量計 （實際上是一只毫安表）的指針作滿標度的偏轉;當油箱中的油量水平下降時，可變電阻器的阻值被調高 ，流過系統回路的電流將隨之變化，油量計的指針讀數也變小。本例介紹的汽車油量監測報警器裝置，能形象、直觀地顯示出汽車油箱內燃油的多少，還可以在油位降低至一定值時發出聲光報警，以提醒駕駛員及時加油。

　　電路工作原理

　　該汽車油量監測報警器電路由油位監測電路、油位顯示電路、缺油警示電路和電源電路等組成，如圖6-103所示。

　　油位監測電路由二極管VD2、輔助電位器RP1和汽車油箱內浮筒式電位器RP2組成。油位顯示電路由發光二極管VL2~VL7、晶體管V2~V7等組成。缺油警示電路由二極管VD3、晶體管V1、發光二極管VL1，集成電路IC2、揚聲器BL和有關阻容元件組成。電源電路由二極管VD1、三端集成穩壓器IC1和濾波電容器C1~C3組成。+l2V電壓經VD1降壓和IC1穩壓后，產生+9V電壓，供給IC2和V1~V7等電路。在汽車油箱內儲滿燃油時，RP2的阻值在浮標的作用下滑向最小值，使V2~V7均導通，發光二極管VL2~VL7均點亮。當油箱內油量降為一半時，RP2的中心頭滑至中間位置，使V2~V4導通，V5~V7截止，VL2~VL4仍亮，VL5~VL7熄滅。當油箱內油位降低至限位時，RP2的阻值變為最大值，V2~V7均截止。VL2~VL7均熄滅，使V1導通，IC2的4腳由低電平變為高電平，由IC2和外圍元器件組成的多諧振蕩器振蕩 （工作頻率為lOHz左右）工作，IC2的3腳間斷輸出高電平，使發光二極管VL1閃亮，揚聲器BL發出“嘟、嘟”的報警聲。若僅黃色發光二極管VL2 亮，則說明油箱內即將缺油。

　　汽車駕駛輔助系統雙CMOS圖像傳感器采集電路設計

　　TMS320C6414是TI公司推出的一款高性能數字處理器，具有強大的硬件結構和軟件系統，可適用于抗暈光 圖像采集 系統。TMS320C6414的 L2容量為l024KB，通過cache配置寄存器（CCFG）的L2MODE字段把L2配置為第5種模式，即把片內SRAM設置為768 KB。TMS320C6414經EMIFA端口，以EDMA方式將圖像數據同步讀入內部SRAM。增強型直接存儲器訪問（EDMA）用于實時圖像數字信號處理，可在CPU后臺完成存儲空間中的數據轉移，把外部存儲器中的圖像數字信息快速、高效地傳輸到DSP內部SRAM中。設置EER控制寄存器的EVT4 位為l，即采用EDMA的第4通道（EDMA4）采集圖像數據。該通道配置為32位傳輸方式，每次中斷搬移一幀圖像數據存入內部SRAM。

　　為了同步采樣，第一路OV7620的SRAMl和VSYNCl可通過與非門控制兩路OV7620同步采樣并分別存儲到各自連接的IS6lLV51216 中；VSYNCl下降沿標志OV7620一幀圖像數據輸出結束，VSYNCl經反向器接至TMS320C6414的AF5引腳觸發EDMA4中斷，并同時讀取IS6lLV51216中存儲的圖像數據。CPU采用閾值化分割算法來處理圖像信息。在TMS320C6414控制下同步進行圖像信息的傳輸和處理，完全滿足系統的實時要求。TMS320C6414外接40 MHz的晶體振蕩器，CLOKMODE［l：0］設置為10，使其內部頻率高達480 MHz。DSP通過I／O端口檢測OV7620的同步信號VSYNC、CHSYNC以及像素時鐘PCLK，保證DSP能夠準確讀取OV7620輸出的數字圖像數據。在同步信號和像素時鐘的干預下保存采集的數字圖像數據，保證傳輸數字圖像的完整性。圖3所示為第一路圖像采集系統硬件電路圖。

　　基于單片機的智能駕駛監控系統電路設計

　　檢測模塊電路設計

　　檢測模塊的電路組成如圖2 所示，由運動方向識別傳感器和互鎖電路組成。運動方向識別傳感器由紅外線發射管，光電三極管組成，由CD4013 組成的雙穩態電路組成方向識別互鎖電路，以便在實際應用中起到一定的抗干擾作用。系統的前端檢測部分利用兩組紅外線發射接收對管，安裝于車門的兩側，用于判斷乘客上、下車，并用來向單片機系統送出計數信號。當車門打開時，系統開啟；當有人上車時，紅外線傳感器檢測上車人數，單片機系統實現對人數加計數，并通過L ED 數碼管顯示；當有人下車時，單片機實現減計數，并通過L ED 數碼管顯示。

　　圖2 檢測電路模塊

　　紅外線傳感器指能夠發射紅外線和接收紅外線的器件。紅外線傳感器根據其機理不同可以分為被動型紅外線傳感器和主動型傳感器。其中主動型紅外線傳感器，包括紅外發射管和紅外接收傳感器，這2 種傳感器配套使用可組成一個完整的紅外線檢測、遙控系統，這類傳感器也稱光探測型感器本系統使用了其中的紅外發射二極管和紅外接收二極管來檢測判斷客車載客人數。

　　控制模塊電路設計

　　控制模塊利用在單片機內預先設定載客人數，當上車人數超過此設定值時，單片機便通過繼電器控制客車的電子打火器，鎖定客車執行機構，使客車無法啟動，并以L ED 顯示當前人數，同時通過蜂鳴器發出報警。制模塊電路電路組成如圖3 所示，包括L ED 數碼管顯示電路、報警電路和汽車執行鎖定電路。在數碼管顯示電路設計中，將待顯示數據轉換為BCD 碼輸出，經過共陰極數碼管譯碼驅動器74LS48 將BCD 碼轉換成七段碼送給數碼管顯示。報警電路比較簡單，當超載時，系統通過軟件控制蜂鳴器實現報警。

　　圖3 控制模塊電路

　　對汽車的鎖定電路中繼電器選用J RX13F 型12V直流常閉繼電器，其常閉觸頭接在汽車的高壓回路中。當打開啟動開關（即點火開關） 時，由于P2. 5 口處于低電平，所以繼電器不動作，對汽車正常工作沒有影響。當車內人數超過預定人數，即超載時，單片機系統向P2. 5 送高電平，繼電器動作，其常閉觸頭斷開，切斷汽車的高壓回路，駕駛員無法啟動汽車發動機。當車內人數恢復到預定人數以下時，單片機系統再次送低電平到 P2. 5 口，繼電器動作，其常閉觸頭閉合，汽車又恢復正常的啟動，從而有效地限制了客車的超載行為。

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　　TOP4 汽車智能駕駛輔助系統數據發送與接收電路設計

　　發送模塊硬件設計

　　NPX I芯片具有4 KB的用戶可編程空間、4 KB的定制ROM，以及一個2D的LF輸入級。各類傳感器的信號經12位ADC轉換后，提供給用戶和系統進行進一步的處理。在4 KB的定制ROM中，固化了GE公司特有的壓力、溫度和電壓測量、補償和校準程序，以及其他實用的子程序，用戶可省去繁復的運算編程，只需簡單調用即可獲得需要的狀態值。在開發階段，GE公司可以提供可編程版本的傳感器，用戶可以通過仿真器編程器將程序下載到器件的4 KB用戶可編程空間中。下載程序之后的傳感器可以直接運行使用，或者通過仿真器進行實時仿真單步調。調試環境與一般的單片機非常相似。客戶大批量生產版本的傳感器可以通過掩膜ROM工藝生產，以進一步降低成本。

　　接收模塊硬件設計

　　TPMS系統的接收模塊主要由天線、射頻接收電路、主控芯片MCU以及鍵盤、顯示器組成，用于接收各發射模塊傳送的輪胎溫度與壓力數據，顯示各輪胎的 ID識別碼和測量數據，并在異常情況發生時聲光報警。由于接收模塊安裝在汽車車廂內，故對器件選用的各方面要求不高，工業級即可。

　　RF 接收芯片選用時要求接收靈敏度較高，這里選用Maxim公司的MAXl473芯片。MAXl473是一款完全集成的、低功耗、CMOS超外差接收器，具有一114～O dBm的輸入信號范圍、高于50 dB的鏡像載波抑制，用于接收300～450 MHz頻率范圍的幅度鍵控（ASK）數據信號非常理想。這款芯片在關斷模式下電流消耗低于2．5μA，接收模式下電流消耗為5．2 mA，可接收高達100 kbps的數據速率。使用MAXl473芯片實現的315 MHz的射頻接收電路如圖4所示。

　　信號調理電路設計

　　信號調理電路的任務和工作條件是：1）帶寬和增益，對20 kHz、毫伏級的信號放大約1 000倍，且動態范圍較大；2）供電電源，車載電池供電，使用單電源放大電路，電池額定電壓為7．2 V；3）信號轉換，對放大后的信號進行幅度檢波。使用分立元件搭建電路雖然能實現該功能，但電路復雜，調試不方便，并且電路性能會隨電池電壓的波動而變化。常見的通用運放如OP07、LM324、 LM358等，對于20 kHz信號無法滿足帶寬和增益的要求，同時，其輸出擺幅較小。近年來出現的一些新的集成運算放大器能很好地承擔上述任務。如OPA228系列運放、 MAX445l系列運放。特別是MAX4451雙運放，-3 dB帶寬達210 MHz，可以在+4．5～+11 V單電源條件下工作，輸出擺幅大，具有軌到軌輸出，開環增益大于50 dB，使用兩級放大外加負反饋完全能勝任。實際電路如圖1所示。

　　智能車是靠電池驅動的，隨著工作時間持續，電池電壓必然下降。由于運放MAX4451的共模抑制比極高，典型值CMRR=95 dB，所以在單電源條件下可正常工作，并且，電池電壓的波動基本不影響運放的工作性能。

　　圖 1中L1是檢測線圈。R1、R2分壓為運放提供輸入偏置電壓，適當調節R2可改變放大器的輸入偏置電壓。由于第2級放大電路的增益設定為 （R5／R4）=30倍，可根據檢測線圈L1輸出感應電動勢的大小，適當選擇R3改變第1級的放大倍數，從而使總增益滿足要求。引入R7是為了降低第1級放大電路的直流增益，從而提高靜態工作點的穩定性。但R7的引入降低了第1級電路的交流放大能力，故接人C4=0．47μF實現交流旁路。VD1、R6和 C3構成幅度檢波電路，VD4選擇壓降較小的高頻鍺二極管，檢波電路的時間常數τ=R6C3一般選擇為激磁電流（f=20 kHz）周期的3～5倍，C3的容量越大，輸出到單片機A／D端的直流電壓中的20 kHz波紋越小，但C3的容量過大將導致電路響應時間長，對智能車與賽道的偏離反應遲鈍．C3的實際取值應在此估算的基礎上通過測試確定。

　　基于ARM9的汽車視頻監控防盜系統設計

　　本文基于三星公司的S3C2410為控制中心， 設計一種汽車視頻監控系統。系統主要由S3C2410處理器、USB攝像頭、觸摸顯示屏組成， 闡述了系統硬件設計的基本工作原理， 平臺定制和攝像頭圖像監控防盜程序的設計流程。采用攝像頭對圖像數據進行采集， 觸摸顯示屏對視頻圖像進行存儲和處理， 達到防盜的目的。

　　觸摸顯示屏接口電路

　　USB接口電路

　　TOP5 汽車傳感器之信號處理電路設計

　　以80C31單片機為核心的輪速傳感器硬件結構外圍電路有信號處理電路、總線控制及總線接口等電路。輪速傳感器產生信號經濾波、整形、光電隔離后，送80C31的/INT0輸入引腳。T1作定時器使用，對脈沖信號進行周期測量。SJA1000， 82C250組成與CAN總線的控制和接口電路。在輪速傳感器的設計過程中，充分考慮其抗干擾和穩定性，單片機的輸入/輸出端均采用光電隔離，用看門狗定時器（MAX813）進行超時復位，確保系統可靠工作。

　　信號處理電路設計

　　根據輪速傳感器信號特性，處理電路由限幅電路、濾波電路和比較整形電路組成，如圖4所示。

　　限幅電路將輪速傳感器輸出信號Vi正半周的幅值限制在5V以下，負半周使其輸出為-0.6V。濾波電路設計成帶反饋的有源低通濾波器，其截止頻率為 2075Hz（按最高車速為200km/h設計，傳感器輸出信號對應的頻率），選Q=0.707。比較整形電路中設置一定的比較電壓，與濾波器輸出信號相比較輸出方波信號。LM311N輸出方波的幅值為10V，經R5，R6分壓后得幅值為5V的方波信號送光電隔離器。

　　高級駕駛輔助系統之傳感器及其接口電路設計

　　方向盤轉角傳感器接口

　　方向盤轉角傳感器的輸出為正交編碼脈沖。正交編碼脈沖包含兩個脈沖序列，有變化的頻率和四分之一周期（90°）的固定相位偏移，通過檢測2路信號的相位關系可以判斷為順時針方向和逆時針方向，并據此對信號進行加/減計數，從而得到當前的計數累計值，也即方向盤的絕對轉角，而轉角的變化率即角速度，則可通過信號頻率測出。另外，方向盤轉角傳感器有一個零位輸出信號，當方向盤在中間位置時，該信號輸出0V，否則輸出5V，通過該信號，可對絕對轉角進行在線校準。

　　C164CI 與方向盤轉角傳感器的接口電路如圖6所示。片內內置增量編碼的正交解碼器，該解碼器使用定時器3的兩個引腳（T3IN、T3EUD）作為正交脈沖的輸入，在正確設置相關寄存器后，定時器3的數據寄存器的值與方向盤轉角成正比，故可方便的計算轉角，本文所使用的方向盤轉角傳感器每一圈對應44個脈沖，設定時器3的數據寄存器為T3，則絕對轉角為。

　　進行差分運算，即可得到轉角變化速率。微控制器把計算得到的參數通過CAN發送給ECU。

　　輪速傳感器接口

　　根據前面部分介紹的輪速傳感器信號特點，設計接口電路如圖7所示。

　　電路采用兩級濾波和整形，以保證輪速信號在極低轉速下不會丟失，同時避免因懸架振動引起的信號干擾。圖中由電阻R2引入第一級遲滯比較，而使用74HC14引入第二級遲滯比較。

　　橫擺角速度、縱向/橫向加速度傳感器

　　調整圖8中各個阻容元件的參數，即可設置濾波截止頻率和延時大小。汽車運行過程中，在較好路面上行駛時，由于信號較好，延時盡量要小，而在顛簸路面上行駛，則希望濾波效果要好。但是由于硬件濾波的頻率特性一經設計完畢，無法實時修改，故需要在軟件中設計數字濾波環節。數字濾波常用的有維納濾波器、卡爾曼濾波器、線性預測器、自適用濾波器等。在這里選用計算量小、實時性能好的一階低通濾波。

　　本文討論了ESP系統中常用傳感器的結構特點及信號特性，并設計了各個傳感器的信號處理接口，其中包括硬件接口電路以及軟件處理方案。設計了包含橫擺角速度、縱向/橫向加速度傳感器的集成模塊，通過CAN總線與ECU進行數據傳輸，具有較好的抗干擾性和可靠性。

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　　TOP6 汽車輔助系統CAN總線接口電路設計

　　單片機最小系統

　　本設計中，應用到單片機為ATMEL公司51系列的89C51，該型號的單片機應用廣泛，技術成熟，市場上價格便宜，而且在學習中所學到的多為該型號，在本次設計中是首選的芯片。89C51單片機作為系統的核心控制部分，但在本設計中不是重點講解內容，其相關技術應用和引腳特點功能等，可參照其他相關資料。設計的電路原理方框大致如下圖所示。設計中為避免出現時鐘信號的沖突，對單片機的外接晶振引腳XTAL1、XTAL2不接上外圍電路，而是通過控制器 SJA1000的時鐘信號腳反饋給單片機。同時，對單片機的復位信號處理，RST引腳接上X5045P的RST腳，復位信號可由X5045P輸出，在 X5045P芯片看門狗外圍電路的作用下，減少了以往由電阻、電容組成的簡易復位電路造成的不精確、延時高等不良作用，使單片機回復到初始狀態，完成復位操作。由于在該電路中要用到單片機的存儲作用，存儲由SJA1000傳輸過來的處理數據。因此，腳/EA接上高電平，選用片內ROM。對ALE腳，也即地址鎖存有效信號除數端是和控制器 SJA1000的ALE腳接通。

　　圖2-2 單片機最小系統

　　基于SJA1000的控制電路設計

　　控制器SJA1000作為本接口電路中的控制部分，應用本設計中，對于SJA1000和單片機的連接，引腳AD0~AD7是和89C51的輸出輸入腳 P0.0～P0.7相接；SJA1000的片選信號腳/CS必須由微控制器的P2.7口控制否則這個片選輸入必須接到VSS 也可以通過地址解碼控制例如當地址/數據總線用于其他外圍器件，ALE對應ALE，讀/寫輸入腳/WR、/RD，/INT和單片機的/INT0連接，由于在該系統中要用到相同的時鐘頻率，所以我們要時鐘信號引腳CLKOUT和單片機的XTAL1腳相連，達到頻率一致的目的；而在復位信號的處理，可以在看門狗外圍電路的RST信號輸出后再通過和非門電路的相連，很好的實現了電路的復位作用。而對于控制器的收發引腳TX0，TX1與RX0，RX1，在本系統中 TX0、RX0可和收發器82C250的TXD、RXD接通。同時，在和CPU接口中SJA1000 支持對兩個著名的微型控制器系列的直接連接80C51 、68xx 。通過SJA1000 的MODE 引腳可選擇接口模式Intel 模式 MODE 高；Motorola 模式 MODE 低。在Intel 模式和Motorola 模式里地址/數據總線和讀/寫控制信號的連接。本設計中，正是使用Intel模式。對SJA1000的Vdd1～Vdd3電源輸入腳，外接上驅動+5V電壓；而Vss1～Vss3輸出接地。設計中，對SJA1000提供16Mkz的晶振。

　　圖2-4 SJA1000控制電路

　　基于82C250收發電路設計

　　82C250是CAN控制器與物理總線間的接口，可以提供對總線的差動發送和接收能力，與IS011898標準完全兼容，并具有抗汽車環境下的瞬間干擾、保護總線的能力。設計中，收發器的接受、發送腳原理上要和SJA1000的發送、接受腳相連接。但這樣一來，兩者的電氣不一致，造成電氣隔離，給通信帶來麻煩。為此，在它們之間接上高速光耦合器6N137，避開了電氣隔離，更好的實現通信聯系。82C250的TXD、RXT就對應接上6N137的輸出腳OUT和輸入腳 IN；腳Rs作為斜率控制電阻輸入端，電阻的大小可以割據總線通信速度適當調整一般在16～140KΩ之間，設計中Rs阻值為47KΩ。在通過接一個 47K電阻分流之后，可以接地。電壓引腳Vcc，其電源電壓：4.5V〈 Vcc〈 5.5V，在設計中采用5V電壓。Vref作為基準電壓輸出端，設計中可以接地。而CANH，CANL腳是信號的輸入輸出，實現對電平信號的傳送，通過它們連接上雙絞線，完成通信傳輸。

　　基于X5045P的電路設計

　　X5045P在本設計中做為復位、監控電路使用，雖然增加了電路連接的復雜和成本，但對于電路的穩定和可靠性有起到很大的作用，是系統中不可缺少的部分。對X5045的操作是通過4根口線CS、SCK、SI和SO進行同步串行通信來完成的。SCK是外部輸入的同步時鐘信號。在對芯片定改指令或數據時，時鐘前沿將SI引腳信號輸入；在讀郵數據時，時鐘后沿將數據位輸出到SO引腳上。數據的輸入/輸出都是高位在先。在設計中，/CS腳和單片機P1.0、 SI、 SCK、SO、RST分別與單片機的引腳P1.0~P1.3、RST連接。對于不用到的引腳，可以直接和地相連。電路設計如下：

　　圖2-10 X5045P電路監控、復位電路

　　TOP7 電源電路設計

　　設計中，對系統的電源都一致采用DC+5V電壓，光耦部分電路所采用的兩個電源Vcc和Vdd必須完全隔離。為此，設計電源如下所示：

　　圖2-11 電源電路

　　它由AH805升壓模塊及FP106升壓模塊組成。AH805是一種輸入1.2～3V，輸出5V的升壓模塊，在3V電池供電時可輸出100mA電流。 FP106是貼片式升壓模塊，輸入4～6V，輸出固定電壓為29±1V，輸出電流可達40mA，AH805及FP106都是一個電平控制的關閉電源控制端。兩節1.5V堿性電池輸出的3V電壓輸入AH805，AH805輸出+5V電壓，其一路作5V輸出，另一路輸入FP106使其產生28～30V電壓，經穩壓管穩壓后輸出+12V電壓。從圖中可以看出，只要改變穩壓管的穩壓值，即可獲得不同的輸出電壓，使用十分靈活。FP106的第⑤腳為控制電源關閉端，在關閉電源時，耗電幾乎為零，當第⑤腳加高電平2.5V時，電源導通；當第⑤腳加低電平0.4V時，電源被關閉。可以用電路來控制或手動控制，若不需控制時，第⑤腳與第⑧腳連接。

　　接口電路總體電路原理圖

　　現場總線標準及其技術日益成為國際自動控制領域關注的一大焦點，其原因是它改變了傳統控制系統的結構，形成了全新的網絡集成分布式控制系統。在我國，現場總線已經發展到推廣應用階段，中國已經成為各種現場總線激烈爭奪的重要戰場。因此研究現場總線技術及其產品就顯得尤為重要。本文正是基于控制器 SJA1000和82C250收發器的基礎上，外接上看門狗電路芯片X5045P及高速光耦合器6N137，設計CAN總線接口電路，該電路理論上很好的實現了設計原理要求。該設計簡單明了，在電路實現時，還需考慮各模塊間的接地、屏蔽等諸多問題。PCA82C250提供對物理總線的符合CAN電氣協議的差動發送和接收功能，另外，它具有的電流限制電路，還提供了對總線的進一步的保護功能。通過 82C250與物理總線進行連接，可使總線支持多達110個節點的掛接。對于CAN控制器及帶有CAN總線接口的器件，82C250并不是必須使用的器件，因為多數CAN控制器均具有配置靈活的收發接口并允許總線故障，只是驅動能力一般只允許20～30個節點連接在一條總線上。

　　基于ADAS的無線接口電路設計

　　無線射頻接收芯片MC33594

　　摩托羅拉的MC33594器件是高溫集成UHF超外差無線電接收模塊。該芯片采用LQFP-24封裝，工作頻率在300～450MHz頻段，電壓在 4.5～5.5V范圍內；接收靈敏度高達-103dBm。芯片最大的特點是帶有一串行外設接口SPI（Serial Peripheral Intelface）。通過SPI，它允許CPU與各種外圍接口器件以串行方式進行通信，交換信息。SPI接口使用四條線：串行時鐘線（SCK），主機輸入／從機輸出數據線MISO，主機輸出／從機輸入數據線MOSI和低電平有效的從機選擇線RESET。

　　TPMS系統設計中較關鍵的一點是數據的傳輸部分。整個數據傳輸部分由兩部分組成：一是駕駛室中的無線接收部分，另外一部分是輪胎中的無線發射部分。這兩部分數據傳輸的準確性、穩定性，將是系統優良性能的重要體現。

　　無線發射電路由發射芯片MC33493、AT89C2051單片機和電平轉換電路構成，如圖2所示。發射模塊中，引腳3（BAND引腳）接3V高電平，表示系統發射頻率為434MHz，用于選擇工作頻率；引腳 14（MODE引腳）接高電平，表示系統選擇FSK調制模式。FSK調制方式定義為一個信號的兩個不同的頻移值分別表示數字高、低兩種電平。在這個系統中，低頻移表示數字高電平，高頻移表示數字低電平。發射芯片的FSK調制方式由與晶振串聯的下拉負載電容C1來實現。與CFSK引腳相連的有一內部開關，用以選通下拉電容C1。當DATA=O時（MODE引腳置高電平），開關關閉，此時輸出高頻移；當DATA=1時，開關接通，此時輸出低頻移，這就實現了 FSK調制方式，也就是說，如果載波頻率是433.92MHz而且總的頻偏是士△f（MHz），則數字高電平表示為433.92MHz-△f，數字低電平表示為433.92 MHz+△f。

欲了解視頻監控相關解決方案與電路圖設計，可關注電子發燒友榮譽出品的Designs of week欄目：

　　TOP8 無線接收接口電路設計

　　無線接收接口電路主要由接收芯片MC33594與AT89C2051單片機構成，如圖3所示。接收芯片MC33594通過SPI接接口與單片機 AT89C2051的I／O口相連。該電路中，利用AT89C2051單片機的I／O口模擬SPI接口，通過用軟件控制的方式來進行數據的傳送。

　　利用并口P1.1來模擬SPI的SCK輸出端，P1.2模擬MCU的數據輸出端（MOSI），P1.3模擬SPI的數據輸入端（MISO），P1.4模擬 SPI的從機選擇端RESET。在接收之前，首先置RESET引腳為低電平，使接收機變為從機，而單片機變為主機。單片機通過MOSI信號線將單片機內的程序寫入接收機的配置寄存器里對接收機進行配置，配置好后再置：RESET引腳為高電平。此時單片機變為從機，而接收機變為主機，它產生時鐘信號，同時數據由RFIN端接入，經低噪聲放大器放大后送入混頻器，使其變換成中頻。在中頻級，經變換的信號在送入解調器之前被放大和濾波。

　　為了與MC33594接收機所設定的SPI工作狀態在邏輯時序上協調一致，要使串行時鐘輸出P1.1的初始狀態為1，在選通MC33594后，置 P1.1為O。此時AT89C2051單片機輸出1位SCK時鐘，同時，使MC33594串行左移，從而輸出1位數據至AT80C2051單片機的 P1.3（模擬MCU的MISO線），再置Pl.1為1，使AT89C2051單片機從P1.O輸出1位數據（先為高位）至AT89C2051單片機。至此模擬1位數據輸入輸出完成。以后再置P1.1為0，模擬下一位的輸入輸出。依此循環8次，可完成1次通過SPI傳輸8位數據的操作。其程序包括MCU串行輸入、串行輸出和串行輸入／輸出3個子程序。MCU串行輸入是從接收機的MISO線上接收8位數據并放入寄存器R0中；串行輸出是將AT80C51單片機中R0寄存器的內容傳送到接收機的MOSI線上；串行輸入／輸出將AT89C2051單片機R0寄存器的內容傳送到MC33594的MOSI線上，同時從MC33594的MISO線上接收8位數據。由MOSI引腳將接收到的數據送入到單片機，這樣數據就可以在PC機上進行顯示了。

　　高級駕駛中雷達無線傳輸系統電路設計

　　硬件系統設計

　　系統以MSP430F2274微控制器為核心，外圍電路由超聲波發射電路、超聲波接收電路、聲光報警電路、通信接口電路、鍵盤液晶顯示電路五部分組成，下面逐一介紹。

　　圖2 倒車雷達系統主控電路圖

　　系統的主控電路圖如圖2所示。本系統中選用的MSP430F2274片內有32Kb閃存和1Kb RAM，因此無須外擴存儲器。外接的32.768kHz晶振作為CPU關閉狀態Basic-Timer的時鐘源，同時也作為系統的車載時鐘使用。

　　超聲波發送模塊電路如圖3所示，由超聲波產生和發射兩部分組成。超聲波的產生方法有兩種：硬件發生法和軟件發生法。常用的硬件發生法常采用如下方案：超聲波由CD4011構成的振蕩器振蕩產生，經升壓變換推動超聲波換能器而發射出去，振蕩器的起振和停振由單片機來控制。本設計采用軟件發生法，因為通過軟件發生法既可以減少硬件的復雜程度，降低系統的成本，又具有靈活性強、容易實現、穩定性好的優點。本系統利用MSP430F2274單片機的定時器功能來產生穩定的PWM（40Hz）脈沖波，并通過I/O端口P2.3輸出到超聲波發射部分。在超聲波發射電路中CD4049一共包括了6個非門，圖3中線路僅使用了3個，為了防止干擾或被靜電擊穿導致整個CD4049損壞，把沒有使用的那一側的3個非門串起來做接地處理。當控制端輸出一系列固定頻率脈沖時，在壓電陶瓷型超聲波發射換能器UCM-40-T上就固定頻率的加正電壓和反電壓，發出大功率的超聲波，所得到的波形比其他方式效果更理想。

　　圖3 倒車雷達超聲波發送模塊

　　超聲波接收電路如圖4所示。這是本系統設計和調試的一個難點。壓電陶瓷型超聲波接收器 UCM-40-R 接收反射的超聲波轉換為40kHz毫伏級的電壓信號，需要經過放大、處理、才能用于觸發單片機中斷。一方面傳感器輸出信號微弱，由于反射條件不同，需要放大倍數的范圍大約是100～5000，另一方面傳感器輸出阻抗較大，需要高輸入阻抗的多級放大電路，而高輸入阻抗容易接收干擾信號。通常采用兩種方案：一是采用運算放大器組成多級選頻放大電路；二是采用專用的集成前置放大器。第一種方案容易產生自激振蕩，要使接收電路達到很好靈敏度和抗干擾效果，電路的調試是較困難的。本系統采用專用的集成電路前置放大器 CX20106，它由前置放大器、限幅放大器、帶通濾波器、檢波器、積分器、整型電路組成。其中前置放大器具有自動增益控制功能，可以保證在超聲波傳感器接收較遠反射信號輸出微弱電壓時放大器有較高的增益，在近距離輸入信號強時放大器不會過載。調節芯片引腳5的外接電阻R3，將它的濾波器的中心頻率設置在 40kHz，達到了很好的效果。當接收到與濾波器中心頻率相符的信號時，其輸出引腳7輸出一個低電平，而輸出引腳7直接接到MSP430F2274的 P2.2上，以觸發中斷。

　　圖4 倒車雷達超聲波接收模塊

　　圖5 倒車雷達聲光報警電路圖

　　報警模塊采用簡單的聲光報警電路，如圖5所示。先設定一個臨界值，當車尾與障礙物的距離小于設定的最小距離時，紅色指示燈閃亮，綠色指示燈熄滅。單片機向其端口發出PWM脈沖，隨著距離的減小，通過控制PWM脈沖的占空比使閃光和蜂鳴的頻率加劇，以此來提示駕駛員。

　　圖6 倒車雷達通信接口電路圖

　　通信接口電路如圖6所示。采用美信的MAX3232芯片，外圍電路非常簡單，只需要5個0.1μF的電容器。該電路把單片機串口輸出信號隔離變換成 RS-232信號發送到汽車總線上，同時還可以實現該系統與計算機的通信。

　　圖7 倒車雷達鍵盤顯示電路圖

　　鍵盤和顯示電路如圖7所示，由鍵盤和液晶顯示兩部分組成。其中鍵盤采用獨立式按鍵，有3個按鍵，一個設置鍵、一個上翻鍵、一個下翻鍵。可以進行報警值、工作方式、時鐘等各個參數的設置。液晶顯示電路采用ZJM12864BSBD這款低功耗的點陣圖形式LCD，顯示格式為128點（列）×64點（行），具有多功能指令，容易使用，可實時的顯示時鐘、距離和報警提示信息，方便直觀。

　　TOP9 基于ADAS嵌入式導航儀電路設計

　　北斗基帶芯片處理模塊及電路

　　北斗基帶芯片采用的是HwaNavchip-1芯片，可快速捕獲北斗系統B1和B3頻點的精密測距碼和北斗／GPS衛星的普通測距碼，具有較快的捕獲速度、極高的動態跟蹤范圍和測量精度，通過串口輸出標準的二進制或NMEA-0183格式的信號，數據被傳送到解析程序進行驗證處理，計算出位置信息，并在液晶顯示器上進行顯示。這部分電路的主要工作原理和過程是將射頻信號經過下變頻成為模擬中頻信號再通過A／D轉換得到導航信號，這些信號經過基帶處理模塊和導航信息處理模塊捕獲、跟蹤、解算得到輸出的導航信息。A／D轉換和射頻前端電路分別如圖3、4所示，北斗基帶芯片部分電路如圖5所示。

　　底板硬件電路

　　彩色液晶屏接口及觸摸屏驅動電路

　　S3C2440A內置有液晶控制器，可以支持最大256 k色TFT彩色液晶屏、最大4 k色STN彩色液晶屏。彩色屏上帶有觸摸屏（為四線電阻式觸摸屏），用于檢測屏幕觸摸輸入信號，有利于提高人機交互的友好性。在使用的時候，需要一套切換控制及ADC轉換電路，用于切換觸摸屏的X、Y軸輸入，并進行A／D轉換。接口與觸摸屏驅動電路如圖6所示。

　　TOP10 USB接口電路設計

　　S3C2440A具2兩個USB Host控制器和1個USB Device控制器，本設計只使用了DN0、DP0引腳作為唯一的下行口，為此還設計了1個USB集線器電路．通過集線器可以方便對USB下行口進行擴展，USB集線器芯片采用的是MICRO公司的AU9254。用于電子海圖、導航定位軟件更新，導航數據下載保存等。電路連接如圖7所示。

　　RS-422接口電路

　　目前船舶駕駛臺導航設備均采用RS-422接口進行數據互聯，由于接收器采用高輸入阻抗和發送驅動器比RS-232更強的驅動能力，允許在相同傳輸線上連接多個接收節點，所以RS-422支持點對多的雙向通信，采用全雙工通信模式，差模傳輸，抗干擾能力強，能給ECDIS和雷達等導航設備提供實時北斗導航定位信息。電路如圖8所示。

　　電源電路

　　本系統使用的電源電路圖9所示，5 V的電源經過C46、C48和C49濾波后，由兩片低壓差電源芯片將電源轉換為穩定的3．3 V電源，分別給主板供電（電路圖中VDD33）和給核心板供電（電路圖中PVDD33）。

　　本系統的硬件平臺為三星公司的S3C2440A微處理器。S3C2440A的核心處理器（CPU）是一個由Advanced RISCMacllines有限公司設計的16／32為ARM920T的RISC處理器。ARM920T實現了MMU、AMBA、BUS及Harvard 高速緩沖體系結構。這一結構具有獨立的16KB指令Cache和16KB數據Cache。每個都是由8字節的行組成。通過提供一整套完整的通用系統外設，S3C2440A減少整體系統成本和無需配置額外的組件。
電子發燒友網技術編輯點評分析：

　　在過去的幾年中，高級輔助駕駛系統的市場已經開始蓬勃發展。目前，以舒適性為導向的系統（如ACC）主要應用在中級或豪華轎車上。未來，這些系統將會被涵蓋到安全系統當中，并且在經濟型轎車中得以應用。

　　但是，高級輔助駕駛系統的發展不應該僅僅被視為一個技術問題，其中包括很多與司機之間的影響，以及和車輛結構之間的影響關系。這就使得系統需求的方法是非常復雜和重要的。西門子VDO汽車公司通過pro.pilot網絡將自己視為一個系統集成者，更有效地來迎接挑戰。

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