說我最熟悉某款器件的說法通常都是不成立的，我不會太關心具體的器件，就像我幾乎不會在寫作中專門去談某一款器件一樣，我覺得那樣的關注對我自己沒有什么意義，對讀者也沒有什么意義。即使我在某個時段對某個型號有比較多的了解，我也會在事后很快把它忘掉，剩下的可能就是一些感覺。具體到RT8110，情況也基本如此，我只是在它的發展過程中出過一些力，把它引入到一些重要的應用中，并與客戶談過它的發展問題，由此對它的后續開發產生了一點點影響。雖然如此，一些基本的信息還是要提供的，否則我們的敘事便失去了焦點。RT8110是采用TSOT-23-8封裝的Buck轉換器控制器，經過多年的發展，到現在已有5個型號可供使用，分別是RT8110以及后續的RT8110A/B/C/D，它們共同的特點是可在很寬的電壓范圍內工作（最高28V），但成本卻不高，這主要得益于它們那很小的封裝。小封裝帶來的不利之處是功率耗散能力比較低，驅動MOSFET的能力不高，比較適合小電流負載的應用，一般的推薦是在10A以下，但這對很多應用來說其實已經不低了，所以還是得到了很普遍的應用。為了方便敘說，先展示一下RT8110B的應用電路圖，因為當時涉及到的案子就使用了這個型號。

走進會議室，負責相應案子的FAE已經在里面，情況介紹馬上開始：部分機子中的RT8110B工作不正常（我不記得是怎么個不正常法了），癥狀出現的幾率與二極管D的型號有關。當使用1N4148時，故障率低；當使用某個型號的肖特基二極管時，故障率高。故障率是用批量試驗的方式得出來的，可以想見這個問題已經困擾大家很久了，而且也耗費了不少精力。

親愛的讀者，看到上述信息，你會怎樣思考呢？我的頭腦中第一個出現的就是兩種二極管的差異，有什么特性上的差異會導致結果的差異呢？趁著你思考比較的機會，順便說一個故事。

曾經有家客戶使用1A輸出能力的低壓Buck轉換器RT8010于其智能手機中，但卻出現了高溫下的故障，客戶認為RT8010在高溫下會表現異常。我到現場后首先看電路圖，然后請其工程師用熱風槍對著板子吹，接著用示波器測量板上某處的信號，看見了不應該出現的狀態。再請他取下板上的一只二極管，換成一只普通的開關二極管，問題立即不再重現。那只被換下來的二極管就是肖特基的，它在高溫下迅速提高的反向漏電流導致了錯誤的使能信號，造成RT8010的狀態錯誤。那天晚上，客戶請吃飯，感激之情溢于言表，因為同樣的問題已經在另外的產品中困擾了他們5年，一直不知道是如何引起的，這天終于真相大白了。如果你要問我是怎么知道的，答案大概只有一個，看規格書，然后把它們變成一種感覺留在記憶里。我雖從未遇到過類似的問題，但規格書所透露的特性在我心里存著呢，平常它們沒有什么用，需要的時候它們就會出來幫助我思考，從而可以快速找到答案。

回到上文提到的案子，我腦子里比較的是肖特基二極管和開關二極管的反向漏電流的大小和反向恢復的速度，同時看見了快速變化的電流所帶來的影響。緊接著開始看PCB設計圖，得到如下圖所示的信息，請注意其中的紅色線段。

這本來是個原理圖的，但在這里你要把它想象成為PCB上的連接關系圖，它就是我看到的PCB圖的示意（很抱歉，多年過去，相關人員的電腦都換了幾臺，原始的資料已經找不到了）。與前面的完整原理圖相比，這里的電容C1、二極管D和VCC的連接關系已經發生了變化，VCC處于二極管D和電容C1之間的連接線上，而且連接線很長。這種連接方式是錯誤的，造成RT8110B工作不正常的原因就在這里。

正常的工作過程是這樣的：

來自外部的輸入VIN經RT8110B的VIN端進入IC，內部經過一個5.5V輸出的線性穩壓器以后為整顆IC的內部電路供電，其實現原理如下圖左上角所示：

VCC端的外接電容C1為該線性穩壓器的工作提供穩定保障。

當下橋Q2導通的時候，PHASE端接地，來自VCC的電流經二極管D為自舉電容CBOOT充電，IC內部的上橋Q1驅動電路經BOOT端從該電容獲得電源供應。請參考下圖了解內外元件間的相互關系。

當UGATE端輸出高電平使上橋Q1導通以后，PHASE端電壓上升至與VIN相等。由于電容兩端電壓不能突變，PHASE端電壓的上升使BOOT端的電壓上升了同樣高的幅度，但它相對于UGATE端的電壓并無變化，所以上橋Q1將繼續維持導通狀態直至導通時段結束。在這段時間里，二極管D的陰極電壓高于陽極電壓，因此處于截止狀態。

當CBOOT處于充電狀態時，我們希望通過D流入CBOOT的電流是從VCC端的外接電容C1中流出的，內部穩壓器在看到C1中的電壓降低以后再對其進行補充使之穩定在預設的電壓上，這也就給出了通常的穩壓器PCB設計原則，但實際看到的PCB設計違背了這一原則，可以認為供給二極管的電流是從VCC節點上流出的，電容的作用降低了，這在C1遠離VCC端放置的時候會表現得尤其嚴重。由于給CBOOT充電的電流是脈動的，變化速度很快，銅箔上存在的路徑電感會阻礙它的變動，使得VCC端的電壓波動變大。

另外，當BOOT端電壓因為PHASE端電壓上升而上升時，二極管D由正向導通變為反向截止，其內部流過的電流由正向流動變為反向流動，變化范圍巨大，但時間卻極為短暫，此過程中發生的事情與二極管結電容大小以及反向漏電流的大小有關，是造成RT8110B工作不正常問題的出現幾率與二極管類型有關的原因。此反向截止過程造成的電流變化將在路徑電感上形成電壓波動，它們會沿著二極管D的陽極到VCC節點再到C1的路徑進行傳播，沒有元件可對它形成抑制作用，直到遇到電容C1為止，因而對VCC節點內部的電路工作會造成影響，這種影響是全局性的，因為IC內部的所有電路都靠這里供電。

當理解了這些微觀過程的時候，問題就會被看得很清楚，處理也就很簡單了。對于當時的我來說，需要做的就是告訴當事的FAE這個設計上的錯誤及其原因，然后就離開了，前后所用時間只有幾分鐘，后來就再也沒有關心過。

現在之所以重提此案，實在是因為上期的文章中談了Buck轉換器的PCB設計原則的緣故，我想沿著這條路徑把更多的東西告訴讀者，然后就想起了這個案子。為了保險起見，我找到了當年處理這個案子的FAE，請他重新回顧了此案，問了后來的實際狀況，答案是修改了電容C1的放置位置，使得它更靠近VCC，問題就再也沒有出現過，二極管的使用也是自由的，無論是開關管或肖特基二極管都可以。這個解決方案不是很符合我的期望，但已經可以滿足實際的需求了，所以還是很開心的。

在RT8110B中，線性穩壓器是內嵌的，而且需要外加電容來幫助它穩定運行，很多高壓器件都會采用這樣的方法來為自身供電，上期文章中提到的RT8452就采用了這樣的電路架構。這種方式在低壓的SoC中也大量存在，例如3.3V的電壓被供給芯片以后，它還需要自己生成一個1.8V的電壓為其內核部分供電，而前者則用于其輸入輸出接口部分。遇到這樣的器件時，外接的電容都需要盡可能接近芯片引腳放置。當存在外部電路從這種地方取電時，我們需要將引線連接到電容上與芯片連接線相反的一側，這樣就可將外部引入的變化先用電容吸收掉，避免對內部電路造成干擾。

另外，我們在這樣描述的時候都沒有談GND一側要如何做，實際上它的處理原則與VCC一側是相同的，僅僅是電流的流動方向不一樣而已。