前言

目前，系統中的開關電源具有兩種不同的工作模式，當電源處于導通狀態的時候，可以用不同的模式來描述環繞在電源扼流圈中的電流。本文以FLYBACK拓撲結構為例，按照其工 作原理，可能工作在兩種不同的模式，但這兩種模式具有相同的功率容量，則對應這兩種不同的導通模式，在直流和交流情況下會有非常大的差別，而且組成電源的 元器件會受不同程度的影響。根據眾多實驗結果的分析，可以看出眾多的離線式電源系統，為了提高系統的可靠性，降低對元器件等級的要求，一般都工作在 非連續區域。

本文將首先介紹臨界模式控制原理，在分析兩種模式工作特點的基礎上，提出臨界模式控制的概念，并通過不同模式零、極點的分析，得出針對FLYBACK結構調整臨界模式的方案，提出整體電路系統設計，并給出模擬仿真結果。

臨界模式控制原理

圖1(a)和(b)示出幾個周期內轉換器線圈中流過電流的波形示意圖，從圖中可以看出，當處于導通狀態的時候，在電感中建立起來磁場，電流快速 上升;而當關斷后，電感磁場快速下降，根據洛侖茲定律，在電感中建立起反向電動勢，在這種情況下，電流為了保持其電流連續性，必須找到其相應通路，并且電 流開始減小，例如，在拓撲結構為FLYBACK的情況下，可以通過輸出網絡維持其電流，而在BUCK拓撲結構下，則通過續流二極管維持其電流[3]。

如果在電流下降的周期內，在電流減至零之前，電路再次導通的話，如圖1(a)所示，稱為“連續導通模式”(CCM)。而如果當關斷時期內，由于 線圈儲能比較有限，導致再次開通之前電流已經降為零，如圖1(b)所示，出現了一段“死區時間”，則對應的工作狀態稱為“非連續導通模式”(DCM)。死 區時間有長有短，而如果將電路設置成這樣的工作狀態，就是當在關斷期間，電流一降到零，系統立即開啟，則對應的死區時間為零，對應的這種工作狀態稱為“臨 界導通模式”。

圖1 開關過程電流示意圖

(a)連續導通模式(CCM)電流波形示意圖

(b)非連續導通模式(DCM)電流波形示意圖

目前總共有三種方法使電路進入臨界狀態：

·確定出臨界狀態對應的電感值LC，但是當電感值LC確定后，在不同負載情況下，系統卻可能進入CCM模式，也可能進入DCM模式;

·已知的某一個給定電感L情況下，通過確定負載的大小，使電路進入不同的模式;

·將上述的電感和電阻等關鍵元器件的值都固定下來，通過開關頻率的調整，使電路進入臨界模式。

臨界模式控制器的設計

圖2所示FLYBACK拓撲結構的轉換器，通過對它的計算分析來進行進一步的解釋。

為了簡化分析，先進行如下假設：

假設1：每周期內電感平均電壓降為0;

假設2：根據圖1(b)所示，當L=LC的時候，IL(平均)=1/2IP

假設3：電源功率具有100%的轉換效率，即Pin=Pout

采用上面假設1，可以確定出在CCM模式下的直流電壓轉換率，根據圖2(b)可以得到下列關系式：

圖2 確定臨界狀態電路示意圖

(a) FLYBACK拓撲結構電路示意圖

(b) 次級線圈對應電壓波形示意圖

根據圖1(b)可以看出，對應于臨界模式，意味著在導通狀態中，對線圈中存儲的能量會在下個周期開始的時候正好降為零，根據此判斷，可得：

根據假設2，對上式積分可得：

，

通過聯立上述方程，可確定出對應臨界狀態的關鍵元器件的大小：

表1 FLYBACK拓撲不同模式對應極點、零點及電壓增益

以上確定了FLYBACK拓撲結構轉換器臨界模式對應的關鍵參數值，也可以確定出，在保證電源穩定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式對應的極點和零點也能夠確定出來。表1給出了不同操作模式下極點和零點的位置及對應的FLYBACK電壓增益。

表1中FSW為開關頻率，VSAW對應PWM控制信號鋸齒波的幅度，LP為初級線圈電感。

根據表1，采用功率分析軟件POWER 4-5-6進行模擬[5]，對于100kHz頻率、電壓模式PWM控制器進行模擬分析，所得結果如圖3所示，其中圖3(a)所示為DCM模式下的高頻極點，圖3(b)所示為CCM模式下的高頻極點模擬結果。

從圖3可以看出，DCM模式下，需要雙極點單零點的補償網絡，而CCM模式則需要雙極點雙零點的補償網絡，當在DCM模式下的極點和零點固定的情況下，CCM的二級極點將會對應于控制信號的占空比而發生變化。

控制器的SPICE模擬

在用SPICE模擬器進行模擬的時候，這種電源系統對應有兩個SPICE模型[5]，一個是平均模型，另一個是開關模型。平均模型使用的是SSA技 術，其中沒有開關元器件的考慮，所以模擬起來速度快，可以進行交流和瞬態分析。而開關模型中，則更多考慮所用的PWM控制器和其中的開關管MOSFET的 特性，能夠針對小信號或大信號瞬態掃描進行分析。兩種模型各有特點，平均模型仿真速度快，但對電路漏電流和寄生效應等的模擬則無法進行;而開關模型則運行 時間較長，但考慮了其中的寄生參數，能夠保證對研究的電路進行深入的分析[6]。

圖3 對應圖2電路的模擬結果

(a) CCM模式下的模擬結果;

(b)DCM模式下的模擬結果

本文中，所對應開關模型的網表如下所示：

表2

該網表所對應電路如圖4所示。

圖4 開關模型分析的網表所對應的電路示意圖

圖5 所設計的帶有臨界模式控制器的開關電源示意圖

在進行AC模擬的時候，需要暫時反饋開路，將誤差放大器隔離開，通過補償網絡的調整，使要求得到滿足。最快的方法是如圖4中所示，由L2和C7 組成的LC網絡插入進電路中，達到隔離反饋的目的。電感元件能夠維持直流誤差的大小，從而使輸出維持在所需要的值上，同時將AC誤差隔離阻斷。電容元件能 夠產生一個AC信號，從而允許正常的AC掃描。在正常的交流掃描時，使L2=1kH，C7=1kF;而當進行瞬態分析的時候，則 L2=1nH，C7=1pF;以上這種辦法能夠保證自動直流占空比調整，保證當占空比改變的時候，能夠快速調整輸出參數，而不會對其它信號產生影響。

結論

按照前面的討論，如果將SMPS置于非連續模式，對于涉及補償網絡是相對容易的，而且將電路置于非連續模式能夠保證穩定和可靠的電路工作狀態。 那么如何保證電路在DCM狀態，而且與輸出無關呢?有兩種辦法：一是計算LP;二是通過頻率的不斷調整使電路維持在DCM狀態。按照上述方法設計的臨界狀 態控制器能夠保證電源電路當初級電路降為零的時候立刻開啟，在這種情況下，就不用考慮不同負載情況下的不同設計方法了，只需要保證所設計的控制器能一直控 制SMPS在DCM模式下工作即可，而且在很寬的負載范圍內都能夠穩定可靠工作。

另外在設計調整器的時候，還需要考慮特殊情況，例如空載。在這種情況下，按原先設定的控制方案，電路開關頻率將被調制的非常高，導致了不必要的 開關損耗以及電磁兼容等問題，而且電源在系統工作時，空載情況會非常多見，所以需要在電路設計中解決這一問題，在電路中加了頻率鉗制器，使頻率可調范圍的 上限在合理范圍內。

帶有臨界模式控制器功能的開關電源能夠實現400W的AC/DC適配器的調節。其中，漏電部分的控制通過R5和C5(見圖5)進行控制，同時還可以對上升電壓進行平滑作用，減小了輻射噪聲的產生，原來的電路設計中，總是用可控硅和齊納管來替代，它們對噪聲的控制是沒有作用的。

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