今天，大多數電源路線圖都將GaN晶體管作為一個關鍵平臺集成到其中。與Si-mosfet、igbt和SiC-mosfet相比，GaN晶體管的優點意味著工程師們正在將它們廣泛地設計到他們的系統中。然而，GaN晶體管在開關電源中的這些進步也使得表征這些電源的性能變得越來越具有挑戰性。在半橋上測量高邊VGS是診斷晶體管交叉導通的一種傳統方法，對于基于GaN的設計來說是一項艱巨的任務。典型的解決方案是使用高成本的測量設備，這并不總是產生有用的結果。本文介紹了一種利用GaN晶體管的獨特特性測量交叉導通的簡單而經濟的方法。

在升壓或降壓變換器和雙向變換器中用于同步整流的半橋和全橋配置為高、低壓側晶體管使用互補驅動信號。驅動信號必須在半橋中的一個晶體管關閉和另一個晶體管打開之間包含少量的“死區時間”，以確保晶體管不會交叉導電。當半橋結構中的晶體管同時打開時，會發生交叉傳導，這種情況會增加損耗，并可能損壞晶體管。增加死區時間有助于保護晶體管，但也會產生另一種類型的損耗，這種損耗會在兩個晶體管都關閉時發生，從而降低電橋的效率并降低功率轉換器的可用占空比范圍。因此，在確保不發生交叉傳導的情況下，盡量減少橋的停滯時間是一個關鍵的設計目標。驗證此操作是一個挑戰。

驗證電源半橋拓撲是否正確交叉導通的常用方法是使用兩個探針同時驗證高壓側和低壓側驅動信號之間的死區時間。測量氮化鎵晶體管驅動信號，特別是高邊柵，是一項具有挑戰性的工作，經常導致誤觸發，使設計工程師感到沮喪。

GaN器件的柵極信號具有很高的轉換速率，約為1V/ns，這給使用傳統的隔離探針進行高邊測量帶來了挑戰。如果測量系統沒有足夠的共模抑制比（CMRR），則高壓側源節點共模電壓的快速變化會產生干擾，使測量變得模糊。另外，傳統的無源電壓探針引入的寄生電容會使柵極驅動信號失真，從而導致交叉傳導。

光學隔離測量系統，如Tektronix TIVH系列IsoVu，已開發出直流共模抑制比大于160分貝，以提供可實現的高壓側VGS測量解決方案。此類測量系統還必須最小化傳感回路面積，并提供增強的屏蔽測量信號路徑。為此，配備了微型電容轉換器（cx）專用電路板，以提供所需功率的微型接口。圖1顯示了使用GS66516T GAN晶體管的高側VGS測量結果和雙脈沖測試板。TIVH系列IsoVu和MMCX連接器用于實現這一點，如圖2所示。

圖1左邊的圖表顯示了使用Tektronix IsoVu測量系統在ILoad=23A下測量的不同Rgon的高壓側VG。右側顯示GS66516T雙脈沖測試（DPT）板。

帶MMCX連接器的PCB板（右）。

測量系統的成本以及信號路徑的額外復雜性和靈敏度為更具成本效益和更不敏感的解決方案留下了空間。GaN系統工程師開發的一種方法只測量低端晶體管，解決了這些問題。

GaN半橋的典型硬開關開通過渡示意圖如圖3所示，代表性的低壓側ID曲線如圖4所示。在電壓換向期間（圖3d），S1上的電壓增加，S2上的電壓降低。相應地，晶體管漏極至源電容器C1和C2將分別充電和放電。由于S2的二維電子氣（2DEG）通道導通，而S1的2DEG通道被關閉，C1的充電電流流過S2，導致電流突增。

圖3這些硬開關轉換圖顯示了S1導電（a）、死區時間（b）、電流換向（c）、電壓換向（d）和S2導電（e）。

由于GaN晶體管不像Si和SiC mosfet，沒有固有的體二極管，因此在電壓換向期間沒有反向恢復損耗（圖4中的t1～t2）。低側漏極電流的緩沖區是來自相反開關S1的電容（COSS=CGD+CDS）充電電流IQ（OSS）的結果。

圖4這是低邊GaN晶體管的硬開關開啟過程。

如果發生交叉傳導，電流的碰撞面積將大于COSS的預期值。交叉傳導可以在電壓換向期間、之后、期間和之后同時發生（圖5）。

圖5在電壓換向期間、之后或兩者同時發生交叉傳導。
編輯：hfy