1.79 GHz 毫米波雷達(dá)有望取代超聲波傳感器和 24 GHz 雷達(dá)

毫米波為真空波長從 0.1～1.0 cm 的電磁波，其對應(yīng)的頻率范圍從 30～300 GHz。與紅外、可見光等頻段相比，毫米波具備更好的穿透性，可輕易穿透雪、煙、塵等等，具備極端環(huán)境下的全天候工作能力。

相比于低頻射頻頻段，毫米波波長更短，可以獲得更好的分辨率，其所需的天線尺寸也更小，有利于小型化。毫米波雷達(dá)在車載雷達(dá)、智能機(jī)器人、生物體征識別、手勢識別等方面都有不可替代的優(yōu)勢。

在車載雷達(dá)方面，現(xiàn)今的汽車對安全性和智能性要求越來越高，一輛高檔車?yán)锛闪烁鞣N電子輔助系統(tǒng)，如泊車輔助、自主巡航、盲點(diǎn)檢測、換道輔助、防撞預(yù)警、自主剎車等等。

為了實(shí)現(xiàn)這些功能，車身需要安裝大量的傳感器，感知車身四周 360o的環(huán)境。而且對傳感器的工作范圍、精度均有較高要求。現(xiàn)今的主流解決方案多采用 24 GHz 的雷達(dá)、圖像傳感器和若干個(gè)超聲波傳感器。這種方案成本高，精度和測距范圍有限，典型的最小檢測距離為 20 cm，對于 5 m 外的目標(biāo)距離分辨率為 40 cm。一種更有潛力的方案是采用多個(gè) 79 GHz 的毫米波雷達(dá)替換掉超聲波傳感器和 24 GHz 雷達(dá)。

79 GHz 的毫米波雷達(dá)可以實(shí)現(xiàn) 10 cm 的最小檢測距離和小于 5 cm 的距離分辨率。而且，毫米波雷達(dá)不需要對車身開孔，這對于汽車外觀設(shè)計(jì)也更為有利。學(xué)術(shù)界、工藝界對毫米波車載雷達(dá)開展了大量的研究。手勢識別是另一種毫米波雷達(dá)潛在的應(yīng)用場景。如今主流的智能設(shè)備的人機(jī)交互方式是觸屏，包括點(diǎn)、劃、長按等等，在這種交互下，人手必須與設(shè)備直接接觸。

毫米波雷達(dá)手勢識別通過無線信號檢測空中手勢，人手不需要與接觸屏幕，從而提供了新的交互維度。毫米波雷達(dá)手勢識別的代表之一是美國谷歌公司開發(fā)的 Soli 芯片，如圖 1 所示。該芯片發(fā)射毫米波雷達(dá)信號，捕捉手勢的反射回波，將回波轉(zhuǎn)換為包含距離和速度的時(shí)序信息，之后通過機(jī)器學(xué)習(xí)算法進(jìn)行特征提取，識別，定位和追蹤。

得益于毫米波雷達(dá)的高距離分辨率，該芯片可以準(zhǔn)確地識別按鈕、轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)盤和滑動滑桿等手勢操作。相比于基于光學(xué)的手勢識別，毫米波雷達(dá)手勢識別功耗低，且不受環(huán)境影響，可靠性更高。

2.毫米波雷達(dá)系統(tǒng)組成

本節(jié)將從系統(tǒng)組成、頻段選擇、測距原理和雷達(dá)分辨率 4 個(gè)方面介紹毫米波雷達(dá)的背景。

系統(tǒng)組成

毫米波雷達(dá)系統(tǒng)主要包括天線、毫米波收發(fā)前端、數(shù)字信號處理和雷達(dá)控制電路，如圖 2 所示。天線發(fā)射和接收電磁波信號，收發(fā)前端對信號進(jìn)行放大、濾波、混頻等操作，同時(shí)完成數(shù)模模數(shù)轉(zhuǎn)換。

對于毫米波雷達(dá)而言，天線和毫米波收發(fā)前端工作在毫米波頻段，是毫米波雷達(dá)系統(tǒng)的核心組件。其中，毫米波收發(fā)前端的發(fā)展趨勢為高性能(高輸出功率、高靈敏度、低功耗等)、大規(guī)模(相控陣、MIMO 陣列)和全集成。

毫米波雷達(dá)系統(tǒng)的關(guān)鍵性能指標(biāo)，如檢測范圍、距離分辨率等，主要由天線和毫米波收發(fā)前端的性能所決定，例如天線的增益，收發(fā)前端的發(fā)射功率、接收靈敏度等。毫米波雷達(dá)接收到的回波功率可用式(1)進(jìn)行計(jì)算：

3.毫米波雷達(dá)頻段選擇

毫米波頻段覆蓋了從 30～300 GHz 的范圍，根據(jù)應(yīng)用的不同，毫米波雷達(dá)選擇的工作頻段往往也不相同。頻段的選擇主要的考慮因素有：頻譜規(guī)范、毫米波傳播特性、所需分辨率、成本(芯片制造、封裝等成本)等等。

目前汽車毫米波雷達(dá)有較為明確的頻譜規(guī)范，世界主要國家和地區(qū)都將 77 GHz 的頻點(diǎn)分配給汽車?yán)走_(dá)使用，其中包括歐盟、美國、加拿大、日本、中國等等，頻段或許略有不同。毫米波在空氣中的傳播特性隨著頻率有較大變化，是頻段選擇的另一個(gè)依據(jù)。

例如，短距雷達(dá)可選擇衰減較大的頻點(diǎn)，以減少雷達(dá)之間的相互干擾。毫米波雷達(dá)手勢檢測 Soli 芯片的工作頻點(diǎn)選在處于衰減峰值的 60 GHz。毫米波雷達(dá)的距離分辨率與帶寬成反比，當(dāng)需要較高距離分辨率時(shí)可選擇更高的毫米波頻段，以獲得更高的可用帶寬。

另外一個(gè)關(guān)鍵的頻段選擇依據(jù)為毫米波雷達(dá)的成本。頻段越高的毫米波雷達(dá)芯片，對晶體管的截止頻率要求也越高，從而需要更先進(jìn)的工藝節(jié)點(diǎn)，成本也愈加昂貴。例如，65 nm 的 CMOS 工藝截止頻率 Fmax 可到 300 GHz，足夠用于設(shè)計(jì)工作在 60 GHz 或 77 GHz 的雷達(dá)前端電路。

若將工作頻率提高到 140 GHz，那么使用 65 nm 工藝的設(shè)計(jì)難度將急劇提高。頻率越高，封裝的信號完整性要求越高，封裝的成本也越高。毫米波雷達(dá)芯片最終的頻段選擇，需要在這些因素中折中考慮。

4.毫米波雷達(dá)測距原理

常見的雷達(dá)測距原理有脈沖和調(diào)頻連續(xù)波( FMCW)兩種。在脈沖雷達(dá)中，雷達(dá)發(fā)射間歇性的脈沖信號，通過測量從目標(biāo)返回的脈沖信號與發(fā)射信號之間的時(shí)間差即可計(jì)算出目標(biāo)的距離。

而 FMCW 雷達(dá)發(fā)射頻率隨時(shí)間線性變化的連續(xù)波，通過發(fā)射波與反射波的頻率差來計(jì)算出目標(biāo)距離，其測距原理如圖 3 所示。圖 3 中畫出了 FMCW 信號的瞬時(shí)頻率與時(shí)間的關(guān)系，橫軸為時(shí)間，縱軸為信號的頻率，頻率隨時(shí)間呈三角波形。混頻之后得到的中頻頻率代表了目標(biāo)距離。設(shè)目標(biāo)距離為 R，光速為 c，三角波的周期為 Tm，掃頻帶寬為 BW，則距離的計(jì)算公式為：

這兩種機(jī)制各有優(yōu)缺點(diǎn)。脈沖雷達(dá)間歇性工作，因而噪聲小，可以檢測到更微弱的信號，適合長距離的探測。由于發(fā)射信號的多普勒效應(yīng)，脈沖雷達(dá)可以方便地計(jì)算出目標(biāo)的瞬時(shí)速度。

FMCW 雷達(dá)使用頻率來計(jì)算目標(biāo)距離，多普勒效應(yīng)和目標(biāo)距離造成的頻差混淆在一起，不易區(qū)分開。為了克服這個(gè)問題，F(xiàn)MCW 雷達(dá)需要發(fā)射多個(gè)不同斜率的連續(xù)波并對結(jié)果進(jìn)行處理，否則容易產(chǎn)生虛假目標(biāo)。

但是，對集成電路而言，測量時(shí)間差比測量頻率差要困難很多，因此得到相同分辨率，脈沖雷達(dá)更貴。通常，由于瞬時(shí)發(fā)射功率過強(qiáng)而發(fā)射脈沖持續(xù)時(shí)間等因素，脈沖雷達(dá)存在近距離盲區(qū)小于 50~100m,FMCW 雷達(dá)則無此問題。

脈沖雷達(dá)的功率峰均比大，而硅基有源器件擊穿電壓過低，難以達(dá)到脈沖雷達(dá)的瞬時(shí)功率要求。最后，F(xiàn)MCW 雷達(dá)的基帶信號處理更容易，接收到的回波與發(fā)射波混頻之后，中頻頻率在 1 MHz 的量級，對模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)字基帶的速度要求很低，可降低功耗和成本。上述這些特征使得硅基毫米波雷達(dá)更適合 FMCW 機(jī)制。

除了這兩種常見的測距原理之外，還有調(diào)相連續(xù)波(PMCW)的原理。在 PMCW 雷達(dá)的發(fā)射端，基帶產(chǎn)生低頻的偽隨機(jī)序列，與毫米波本振混頻到毫米波頻段；在接收端，將同一個(gè)偽隨機(jī)序列延時(shí)，與下混頻后的基帶信號進(jìn)行相關(guān)操作，當(dāng)延時(shí)恰好等于電磁波到目標(biāo)來回的傳播時(shí)間時(shí)，相關(guān)操作輸出的信號幅度最大，據(jù)此可計(jì)算出目標(biāo)距離。多普勒頻率的計(jì)算原理與脈沖雷達(dá)相似。

這種設(shè)計(jì)進(jìn)一步簡化了本振的設(shè)計(jì)，毫米波本振僅需要提供一個(gè)單頻點(diǎn)的本振信號。但是接收端的中頻頻率遠(yuǎn)高于 FMCW 中的中頻頻率，對 ADC 速度要求更高。發(fā)射信號的調(diào)制速據(jù)率為 2 Gbps，因此中頻帶寬需高于 1 GHz, ADC 的采樣率不少于 2 GSa/s。

FMCW 雷達(dá)的中頻頻率一般在數(shù) MHz 的量級。PMCW 機(jī)制的另一個(gè)優(yōu)勢在于偽隨機(jī)碼可輕易提供 MIMO 雷達(dá)陣列中所需的信號正交性，較容易擴(kuò)展到 MIMO 陣列。MIMO 雷達(dá)芯片采用了 PMCW 的機(jī)制。

5.毫米波雷達(dá)分辨率

毫米波雷達(dá)的分辨率可分為距離分辨率和角度分辨率兩個(gè)方面。距離分辨率指的是雷達(dá)所能辨認(rèn)出的兩個(gè)目標(biāo)之間的最近距離。無論是脈沖還是 FMCW 測距機(jī)制，距離分辨率均與帶寬成反比，可用式(3)進(jìn)行計(jì)算:

其中，c 為真空中的光速，B 為雷達(dá)信號的帶寬。相比于低頻，毫米波頻段有更高的可用帶寬，因此能夠取得更好的距離分辨率，這是毫米波雷達(dá)的優(yōu)勢之一。例如，分配給遠(yuǎn)距前向汽車?yán)走_(dá)的頻帶為 76～77 GHz，其對應(yīng)的距離分辨率為 15 cm。

角度分辨率可用雷達(dá)天線主波束的半功率角度進(jìn)行定義。角度分辨率與天線增益相關(guān)，波束越集中，天線增益越高，角度分辨率越高。當(dāng)雷達(dá)進(jìn)行波束掃描時(shí)，結(jié)合距離信息，雷達(dá)可繪出周圍環(huán)境的 3 維圖像，角度分辨率決定了這幅 3 維圖像在 x-y 平面上的精度。

采用大口徑和高增益的天線可以獲得更好的角度分辨率。對于相控天線陣列而言，采用更多的陣列單元可提高角度分辨率。角度分辨率還與相控陣天線波束的指向角度有關(guān)。

相控陣每個(gè)天線單元都對應(yīng)著一個(gè)發(fā)射或接收通道。功耗和硬件開銷限制了硅基毫米波雷達(dá)的相控陣規(guī)模。144 通路相控陣實(shí)現(xiàn)了 6o的水平角分辨率和 5.8o的豎直角分辨率，功耗一共為 15 W, 144 通路由 6 塊芯片組合而成。

針對這個(gè)問題，研究人員提出了 MIMO 技術(shù)，使用虛擬陣列，可在不增加收發(fā)通道數(shù)目的情況下大幅提高分辨率。在本文后續(xù)章節(jié)將對 MIMO 技術(shù)發(fā)展進(jìn)行介紹。

6.硅基毫米波雷達(dá)收發(fā)芯片前端

在介紹了頻段選擇和測距原理之后，此節(jié)將對硅基毫米波雷達(dá)收發(fā)前端芯片技術(shù)進(jìn)行綜述。綜述分為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、關(guān)鍵模塊電路技術(shù)以及相控陣 3 個(gè)部分。關(guān)鍵電路技術(shù)涵蓋了 FMCW 信號發(fā)生器、功率放大器和寬帶電路技術(shù) 3 部分內(nèi)容。

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

一個(gè)基本的 FMCW 毫米波雷達(dá)收發(fā)前端芯片的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 4 所示。首先，F(xiàn)MCW 信號發(fā)生器產(chǎn)生所需的毫米波 FMCW 信號，其參數(shù)由數(shù)字信號進(jìn)行控制。FMCW 信號發(fā)射器的結(jié)構(gòu)有多種選擇，將在下一節(jié)進(jìn)行介紹。

在發(fā)射端，F(xiàn)MCW 信號送到功率放大器的輸入端，經(jīng)放大后驅(qū)動發(fā)射天線發(fā)射出去。在接收端，接收到的微弱信號回波首先經(jīng)過低噪聲放大器放大，然后與 FMCW 信號混頻，混頻得到的中頻信號頻率中包含著目標(biāo)的距離信息。為了減輕對 ADC 帶寬和動態(tài)范圍的要求，一般中頻信號要經(jīng)模擬基帶處理，模擬基帶一般包含可編程功率放大器、低通濾波器等。

由于中頻信號頻率較低，一般在 MHz 的量級，采用交流耦合的成本高，多采用直流失調(diào)消除(DC Offset Cancellation, DCOC)反饋環(huán)路來壓制基帶的直流失調(diào)。ADC 轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號后進(jìn)行數(shù)字雷達(dá)信號處理。

FMCW 信號發(fā)生器的主要性能指標(biāo)有相位噪聲，掃頻線性度、帶寬、速度等；發(fā)射機(jī)的主要指標(biāo)有發(fā)射功率和效率，F(xiàn)MCW 雷達(dá)對發(fā)射機(jī)的線性度要求不高。接收機(jī)的主要性能指標(biāo)有噪聲系數(shù)、靈敏度、增益范圍等等。

在基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)之上還有一些更復(fù)雜的變體。采用倍頻方案，將 FMCW 信號發(fā)生器的工作頻率降低至原頻率的 1/2 或 1/4，可提高噪聲性能，減小 FMCW 信號分布網(wǎng)絡(luò)的功耗；

關(guān)鍵模塊電路技術(shù)

FMCW 毫米波雷達(dá)前端芯片的一些關(guān)鍵模塊電路，如 FMCW 信號發(fā)生器、功率放大器等，其性能直接決定了 FMCW 毫米波雷達(dá)的性能。同時(shí)，帶寬是毫米波雷達(dá)的一個(gè)重要性能指標(biāo)，毫米波雷達(dá)所能取得的距離分辨率和帶寬成本反比。本節(jié)將對 FMCW 信號發(fā)生器、功率放大器以及硅基芯片寬帶技術(shù)進(jìn)行綜述。

FMCW 信號發(fā)生器

先通過基于查找表的直接數(shù)字綜合器(Direct Digital Frequency Synthesizer, DDFS)產(chǎn)生一個(gè)低頻(1.2 MHz)的 FMCW 信號，然后通過混頻和整數(shù)型鎖相環(huán)倍頻，將信號頻率擴(kuò)展到毫米波頻段。此種做法的主要問題在于 DDFS 的功耗較大，且精度有限。在輸出的頻譜中諧波成分豐富，不利于 FMCW 調(diào)頻信號的線性度。

如圖 5 所示，其中移除了功耗較大的 DDFS 模塊，電路更為簡潔，在功耗和精度上都得到了提高。在此種類型的 FMCW 信號發(fā)生器中，小數(shù)型鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬是個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，需平滑每個(gè)頻率步長，又不至于使鋸齒或三角波的瞬時(shí)頻率失真。

圖 6 給出了環(huán)路帶寬過大的情況。FMCW 調(diào)制信號的周期、帶寬等參數(shù)可很容易的通過 DSM 輸入端進(jìn)行控制。加入額外功能，使 FMCW 調(diào)制信號掃頻斜率偽隨機(jī)化，作為每個(gè)雷達(dá)的識別標(biāo)簽，可減少相互干擾。

全數(shù)字鎖相環(huán)可以用在毫米波 FMCW 信號發(fā)生器之中。實(shí)現(xiàn)了 56.4～63.4 GHz 的 FMCW 掃頻帶寬，其 RMS 頻率誤差為 117 kHz，如圖 7 所示。

全數(shù)字鎖相環(huán)產(chǎn)生毫米波 FMCW 信號的第 1 個(gè)難點(diǎn)是如何提高數(shù)字控制振蕩器(Digital Controlled Oscillator, DCO)的頻率分辨率。使用變壓器進(jìn)行電容縮放將 DCO 頻率分辨率提高到了 1.64 MHz。使用 C-2C 級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)對開關(guān)電容進(jìn)行縮放，達(dá)到了 4Hz 的頻率分辨率。

另一個(gè)難點(diǎn)是不同精度電容陣列之間的切換問題。為了覆蓋 FMCW 的掃頻范圍，DCO 的電容一般會分為粗調(diào)、中調(diào)和細(xì)調(diào)幾個(gè)陣列。

不同的陣列在切換時(shí)會造成 DCO 的頻率增益波動，還有可能出現(xiàn)不單調(diào)的問題。通過使用了專門的校準(zhǔn)算法處理這個(gè)問題，校準(zhǔn)之后芯片上的存儲器保存粗調(diào)和中調(diào)每一組控制碼對應(yīng)的頻率范圍，確保不發(fā)生越界的情況。

FMCW 信號發(fā)生器也可以采用數(shù)模混合型鎖相環(huán)來實(shí)現(xiàn)。數(shù)模混合型鎖相環(huán)巧妙地調(diào)整了數(shù)字和模擬部分的位置，在傳統(tǒng)全數(shù)字鎖相環(huán)的 DAC 和 VCO 之間插入一級模擬積分器，采用片外電容實(shí)現(xiàn)，對 DAC 的輸出進(jìn)行積分，濾除 DAC 的量化噪聲，解決了 DCO 的分辨率問題。

實(shí)現(xiàn)了另外一種基于數(shù)模混合型鎖相環(huán)的 FMCW 信號發(fā)生器。其中，使用面積更小、功耗更下的 Bang-Bang 鑒相器代替了全數(shù)字鎖相環(huán)中的時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換器(TDC)。

處理 FMCW 信號發(fā)生器中的 1/f 噪聲的技術(shù)手段，其從基于 ADC-TDC 的全數(shù)字鎖相環(huán)出發(fā)，將 ADC 替換為連續(xù)時(shí)間帶通 DSM 調(diào)制器，然后將 DSM 調(diào)制器的輸出在數(shù)字域混頻至 DC，對 DC 的噪聲進(jìn)行整型，將其推往高頻后由鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器濾除掉。表 1 給出了 FMCW 信號發(fā)生器性能匯總。

功率放大器

功率放大器是毫米波雷達(dá)芯片不可或缺的模塊。功率放大器主要的性能指標(biāo)為線性度、帶寬、效率和輸出功率。FMCW 雷達(dá)的發(fā)射信號包絡(luò)恒定，對功率放大器的線性度沒有要求，因此不需要工作在功率回退區(qū)域。這點(diǎn)與毫米波無線通信中的功率放大器有很大不同。

在毫米波雷達(dá)芯片中，很少有功率放大器采用 Doherty、數(shù)字功率放大器、包絡(luò)追蹤等旨在提高回退效率的技術(shù)。理論上 FMCW 雷達(dá)芯片中可采用 D 類、E 類等非線性功率放大器以提高效率。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，硅基晶體管在毫米波頻段損耗大，缺乏這些非線性功率放大器所需的理想開關(guān)，因此大部分文獻(xiàn)中還是采用 AB 類線性功率放大器。

在功率放大器的帶寬方面，基于片上變壓器的高階匹配網(wǎng)絡(luò)逐漸被認(rèn)為是一種非常有效的帶寬擴(kuò)展方法。寬帶方面的具體內(nèi)容在此文下一節(jié)進(jìn)行介紹。先進(jìn)的硅基工藝電源電壓和晶體管的擊穿電壓較低，例如，65 nm 的 CMOS 工藝電源電壓為 1 V，這限制了傳統(tǒng)功率放大器電路的飽和輸出功率，一般小于 16 dBm。

有兩種主要的技術(shù)可提高輸出功率。其一是堆疊型功率放大器(Stack PA)。在堆疊型功率放大器中，將多個(gè)晶體管堆疊在一起，堆疊管柵端對于毫米波信號來說懸空，電源電壓由多個(gè)晶體管均勻承擔(dān)，因而可將電源電壓提高，增大輸出功率。

堆疊型功率放大器更適合 SOI 工藝， CMOS 工藝中，一方面無法減小堆疊管源端相對于襯底的電壓，另一方面源端的對地寄生電容要在堆疊通路上引起電流相位改變，降低效率。堆疊型功率放大器采用 45 nm 的 SOI CMOS 工藝，峰值效率為 34%，飽和輸出功率為 18.6 dBm。

采用 65 nm CMOS 工藝嘗試了堆疊型功率放大器，輸出功率有所提高，但不如 SOI 工藝明顯，其在堆疊模式下的飽和輸出功率為 17.6 dBm，峰值效率 20.4%。

第 2 種技術(shù)是功率合成。在每個(gè)子功率放大器輸出功率有限的情況下，采用多路進(jìn)行功率合成，理論上兩路可提高輸出功率 3 dB，四路可提高 6 dB。但功率合成網(wǎng)絡(luò)會引入額外的插入損耗，文獻(xiàn)中報(bào)道的值一般約 1 dB。功率合成網(wǎng)絡(luò)即可以采用變壓器、也可采用傳輸線。

變壓器型的功率合成網(wǎng)絡(luò)更緊湊，可將子功率放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)、阻抗變換等融合在一起，提高整體性能。采用 40 nm 的 CMOS 工藝設(shè)計(jì)一個(gè)基于變壓器的四路功率合成型功率放大器，飽和輸出功率 20.9 dBm，峰值效率 22.3%，輸出功率合成網(wǎng)絡(luò)的損耗小于 1 dB，這代表了硅基片上變壓器多路功率合成網(wǎng)絡(luò)插入損耗的最優(yōu)值。

但變壓器功率合成芯片布局復(fù)雜，子功率放大器的輸出晶體管到變壓器端口的走線需要對稱，這限制了變壓器功率合成的規(guī)模。而傳輸線的功率合成網(wǎng)絡(luò)可以走成二叉樹的對稱結(jié)構(gòu)，對于 8 路以上的功率合成網(wǎng)絡(luò)，傳輸線幾乎是唯一的選擇。

功率合成型放大器具備 16 個(gè)子功率放大器，采用零度傳輸線合成，工作在 42 GHz，飽和輸出功率和峰值效率分別為 28.4 dBm 和 10%。效率方面，毫米波雷達(dá)的功率放大器可采用多模式，當(dāng)目標(biāo)距離較近時(shí)，切換為低輸出功率模式已降低功耗。值得注意的是，模式切換與 Doherty 等增強(qiáng)回退效率的技術(shù)有所不同，模式切換對切換速度沒有要求，因此較容易實(shí)現(xiàn)。

模式切換可通過改變偏置電壓、關(guān)斷部分子功率放大器來實(shí)現(xiàn)。創(chuàng)新地通過在堆疊型功率放大器和 Cascode 功率放大器之間切換來實(shí)現(xiàn)了模式的配置。合成性功率放大器結(jié)構(gòu)如圖 8 所示。功率放大器的性能對比如表 2 所示。

寬帶電路

帶寬是毫米波雷達(dá)芯片的一個(gè)重要指標(biāo)，它直接決定了雷達(dá)所能達(dá)到的距離分辨率。除了汽車?yán)走_(dá)這樣給定可使用的頻譜范圍之外，大部分毫米波雷達(dá)芯片會采用一些寬帶電路技術(shù)，盡可能的利用毫米波頻段的寬可用帶寬。毫米波雷達(dá)芯片前端一般都有多級電感匹配的放大級，因此一種可行的寬帶技術(shù)是將各級的幅度峰值頻率稍稍錯(cuò)開，這樣拓展總增益的帶寬。

但這種做法存在一些問題。首先，將幅度峰值頻率錯(cuò)開會犧牲整體增益；其次，由于工藝偏差等因素，每級的幅度峰值頻率難以精確控制；最后，對于功率放大器而言，其飽和輸出功率由輸出級主導(dǎo)，錯(cuò)開峰值頻率這種做法不能擴(kuò)展飽和狀態(tài)下功率放大器的帶寬。

目前在毫米波雷達(dá)芯片中最有潛力的寬帶電路技術(shù)是使用片上變壓器做寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)。變壓器的多個(gè)線圈重疊在一起，以與一個(gè)電感相當(dāng)?shù)拿娣e，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)高階的電感電容網(wǎng)絡(luò)，非常適合用在毫米波雷達(dá)芯片的匹配網(wǎng)絡(luò)之中。

而且，變壓器還提供了很方便的直流偏置位置。由于片上變壓器的這些優(yōu)勢，它吸引了大量相關(guān)研究。使用變壓器實(shí)現(xiàn)了一個(gè)帶寬為 57～66 GHz 的功率放大器芯片。直接使用變壓器，不加這個(gè)額外電容效果更好。

相控陣

相控陣是毫米波雷達(dá)芯片中的一項(xiàng)重要技術(shù)。相控陣通過控制天線陣列各個(gè)接收通路的相移值，實(shí)現(xiàn)了天線波束的電掃描。相比于天線的機(jī)械掃描，相控陣擺脫了機(jī)械轉(zhuǎn)動部件，在魯棒性方面有很大提升，同時(shí)降低了成本。由于不同接收通路的信號相干疊加，而噪聲不相干，具備 N 個(gè)接收通路的相控陣可提高信噪比 N 倍。

根據(jù)移相單元的位置不同，相控陣收發(fā)機(jī)的結(jié)構(gòu)可以劃分為本振移相、射頻移相、基帶移相，如圖 11 所示。本振移相將移相通路放置在本振通路之上，本振與發(fā)射機(jī)接收芯片混頻之后，等效為信號的相移。

一般本振信號的強(qiáng)度比接收到的射頻信號要大，而且混頻器電路的轉(zhuǎn)換增益隨本振幅度變化很小，因此移相器在本振通路上引入的噪聲和損耗不會直接轉(zhuǎn)換到信號通路之上。

與之相對，射頻移相直接在混頻器之前的射頻信號通路插入移相器，移相器引入的噪聲和損耗直接影響信噪比，設(shè)計(jì)時(shí)需對其進(jìn)行補(bǔ)償。但本振移相的布局較為復(fù)雜，芯片上需要集成多個(gè)混頻器，同時(shí)有射頻接收信號和本振信號兩個(gè)毫米波信號在芯片上傳輸，時(shí)鐘布局網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜。

因此本振移相的結(jié)構(gòu)多使用在較小規(guī)模的相控陣之中，本振移相相控陣包含兩個(gè)接收通路。射頻移相布局簡潔，移相器之后可以采用片上功率合成器直接進(jìn)行功率合成，得到一路射頻信號，再與本振信號混頻。射頻移相的結(jié)構(gòu)同時(shí)還具備非常好的可擴(kuò)展性。文獻(xiàn)中規(guī)模較大的相控陣均采用射頻移相的結(jié)構(gòu)。

采用射頻移相實(shí)現(xiàn)了高達(dá) 144 通路的相控陣芯片。基帶移相的結(jié)構(gòu)在文獻(xiàn)中出現(xiàn)較少，與本振移相相同，它也需要多個(gè)混頻器以及復(fù)雜的時(shí)鐘饋線網(wǎng)絡(luò)。將移相功能放在數(shù)字基帶具備最好的靈活度，但這種做法需要集成多路 ADC，當(dāng)基帶頻率較高時(shí)會顯著提高功耗和芯片面積代價(jià)。

針對數(shù)字基帶移相提出了一種新穎的補(bǔ)償方法，用于實(shí)現(xiàn)移時(shí)功能。

相控陣的等效波束角度分辨率與收發(fā)通路數(shù)目有關(guān)，其計(jì)算公式為：

MIMO 陣列技術(shù)很好的突破了這種限制，它同時(shí)使用虛擬陣列，減少了實(shí)際所需的收發(fā)通路數(shù)目，降低了系統(tǒng)成本。

鍵合線封裝

鍵合線封裝大量應(yīng)用于低頻模擬射頻電路的封裝之中，其成本低廉、技術(shù)難度小，可認(rèn)為是迄今為止使用最廣泛的封裝技術(shù)。在毫米波頻段，鍵合線會引入較大的寄生電感，有損信號完整性，限制了鍵合線封裝在毫米波雷達(dá)封裝中的應(yīng)用。

為了減少鍵合線的寄生電感，可將 PCB 挖了一個(gè)坑，將芯片放置在坑中，減小芯片和 PCB 的高度差。采用多根鍵合線并聯(lián)同樣可以減小寄生電感，但是由于鍵合線之間的互感，電感量的減小比例與線的根數(shù)不成比例。

通過將芯片上的傳輸線與鍵合線協(xié)同設(shè)計(jì)，并用了大量的接地鍵合線以減小寄生電感，最終將鍵合線的帶寬提高到了單根鍵合線的 3.2 倍，從 dc 到 80 GHz 的范圍內(nèi)插入損耗小于 3.0 dB，這種做法的局限是需要長的地線焊盤，犧牲了芯片面積，同時(shí)還需要對鍵合線長度進(jìn)行較為精確的控制，如圖 13 所示，給出了 4 種鍵合的帶寬測試結(jié)果。

使用鍵合線作為天線，在 60 GHz 獲得了 4 dBi 的天線增益，收發(fā)機(jī)的工作距離為 14 mm，如圖 14。總而言之，由于性能限制，鍵合線技術(shù)在毫米波雷達(dá)中使用較少。

倒封裝

第 2 種封裝方式為倒封裝。圖 15 給出了倒封裝的示意圖。現(xiàn)今倒封裝已經(jīng)是一種相當(dāng)成熟的技術(shù)。相比于鍵合線，倒封裝的性能更好，典型的倒封裝焊球引入的電感在 20～30 pH 的量級，這對毫米波信號尚在可容忍范圍內(nèi)，對信號完整性和匹配影響并不大。倒封裝的另一個(gè)優(yōu)勢是芯片上焊盤位置可相對自由的分布，不必局限于芯片四邊，這樣可以避免不必要的走線，且單位面積的焊盤密度也更大。

圖 15(b)給出了采用 25 mm 焊球的倒封裝反射系數(shù)測試結(jié)果，可以看到，到 100 GHz 的范圍內(nèi)，倒封裝都能實(shí)現(xiàn)很好的匹配。一般毫米波雷達(dá)芯片上都會使用大量的電感、傳輸線和變壓器等無源器件，封裝有可能在片上無源器件上方覆蓋一層封裝金屬。這層金屬可能會改變無源器件的特性，在芯片設(shè)計(jì)中需預(yù)先將其考慮在內(nèi)。

封裝天線

封裝天線指的是將天線和芯片一同集成在封裝內(nèi)，如圖 16 所示。封裝天線很好地兼顧了封裝成本、體積和性能。毫米波信號直接在封裝內(nèi)部完成從芯片向天線的轉(zhuǎn)換，避免了毫米波信號進(jìn)入 PCB 板，從而降低了對 PCB 的要求，減低 PCB 板的設(shè)計(jì)制作成本。

同時(shí)，電源、低速信號依然通過封裝從 PCB 引出，減小封裝體積。封裝天線在毫米波雷達(dá)方面具備大的潛力。封裝天線尺寸為 8×8 mm2，封裝上集成了一個(gè)長度為 1.65 mm 的差分饋線雙極化天線，測得天線的增益為 5 dBi, H 平面和 E 平面的半功率角分別為±45o和±60o。

封裝天線在毫米波相控陣系統(tǒng)中成為主流方案。高通在 2018 年的 ISSCC 上發(fā)表的 28 GHz 相控陣即采用封裝天線，單個(gè)封裝中集成了 8 個(gè)雙極化微帶天線，實(shí)現(xiàn)了±45o的波束掃描范圍，還可進(jìn)一步將 32 個(gè)封裝拼接在一起，實(shí)現(xiàn) 256 單元的相控陣列[75]。美國谷歌公司的毫米波無線手勢識別雷達(dá)同樣采用封裝天線，在封裝中集成了 2×2 的 60 GHz 接收天線陣列以及 1×2 的發(fā)射天線陣列，如圖 17 所示。

片上天線

片上天線相對于封裝天線更進(jìn)一步，將天線直接集成在芯片之上，徹底消除了毫米波信號從芯片內(nèi)部與外部器件的接口。但片上天線的應(yīng)用主要受限于兩方面的因素，

一是芯片面積，即使到了毫米波頻段，片上天線占據(jù)的芯片面積依然不小；

二是天線性能。現(xiàn)代硅基工藝襯底一般阻抗較低，以 65 nm 的 CMOS 工藝為例，其襯底電導(dǎo)率約為 10 S/m，會極大的影響天線的輻射效率。在襯底背面加了一層額外的反射層可提高片上天線的輻射效率，但這種做法需要在常規(guī)半導(dǎo)體工藝之外引入額外的步驟，不適合大規(guī)模量產(chǎn)

7.毫米波雷達(dá)發(fā)展趨勢

自動駕駛、智能機(jī)器人等領(lǐng)域的興起，對毫米波雷達(dá)的發(fā)展起到了很大的促進(jìn)作用，同時(shí)也對毫米波雷達(dá)提出了新的要求。一方面，不論是激光雷達(dá)還是攝像頭，對工作環(huán)境要求較高，都不能代替毫米波雷達(dá)的作用。另一方面，毫米波雷達(dá)需要朝更高的分辨率、更廣的工作范圍進(jìn)化。其中，毫米波雷達(dá)有兩方面的技術(shù)發(fā)展趨勢值得重點(diǎn)關(guān)注。

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的快速發(fā)展，硅基工藝晶體管的截止頻率提升，足以支撐起硅基毫米波雷達(dá)芯片的研究。硅基工藝在成本和集成度方面的巨大優(yōu)勢使硅基毫米波雷達(dá)吸引了來自學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的大量研究。

在雷達(dá)工作頻段選擇方面，主要的考慮因素包括頻譜規(guī)范、毫米波傳播特性、所需距離分辨率和成本等方面。不同的應(yīng)用會有不同的側(cè)重。在測距機(jī)制方面，F(xiàn)MCW 體制的毫米波雷達(dá)結(jié)構(gòu)簡單穩(wěn)定，中頻頻率低，很大程度的放寬了對 ADC 以及數(shù)字基帶的速度要求，比脈沖體制更適合硅基芯片實(shí)現(xiàn)。

PMCW 體制可提供 MIMO 毫米波雷達(dá)所需的正交性，在 MIMO 雷達(dá)中得到應(yīng)用。硅基毫米波雷達(dá)的關(guān)鍵電路模塊包括 FMCW 信號發(fā)生器和功率放大器。FMCW 信號發(fā)生器主流采用鎖相環(huán)來實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)方式包括模擬鎖相環(huán)、數(shù)模混合鎖相環(huán)和全數(shù)字鎖相環(huán)。

全數(shù)字鎖相環(huán)在可控性、芯片面積、校準(zhǔn)功能等方面有優(yōu)勢。功率放大器朝著更大的輸出功率和更高的效率兩方面進(jìn)化。片上功率合成網(wǎng)絡(luò)是提高輸出功率的有效方式，有變壓器合成和傳輸線合成兩種主要的方式。

毫米波雷達(dá)的一個(gè)重要技術(shù)是寬帶技術(shù)。片上變壓器以與單電感相當(dāng)?shù)拿娣e，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)高階匹配網(wǎng)絡(luò)，在毫米波雷達(dá)芯片寬帶匹配中有很大潛力。毫米波雷達(dá)封裝和天線方面，封裝天線很好的平衡了天線性能與成本，在目前的毫米波雷達(dá)中得到廣泛應(yīng)用。

編輯：hfy