IGBT應用中，驅動設計主要影響IGBT開關的表現和短路保護的安全性，結構設計影響了雜散電感和均流性，而熱設計對整個系統是決定性的，它決定了變流器能否達到要求的輸出功率等性能指標，而熱設計恰恰是剛入行的IGBT應用工程師最容易忽視的問題。

熱設計是個統稱，其中包含了發熱功率的計算和修正、散熱系統的測量驗證。我們就從這兩個方面展開詳細說說。

1- IGBT發熱功率的計算和修正

上一期我視頻中介紹的IPOSIM就是發熱功率的計算工具，IPOSIM是基于PLECS軟件基礎之上做的應用開發，用戶選擇拓撲輸入條件參數后，網頁會把信息發送到后臺服務器用PLECS進行運算，然后再把運算結果返回到用戶界面，IPOSIM可以覆蓋大部分的拓撲結構，因此省去了客戶自己用PLECS編程建模的工作，而且是免費開放使用的，省去了客戶自己付錢購買PLECS軟件，所以真的很感謝英飛凌能提供這樣免費優質的服務。

當然如果你系統的拓撲比較復雜或不常見，IPOSIM無法提供相應的選項，你也可以自己用PLECS或其他仿真工具編程計算。當然，還有最原始的方法，拿支筆在紙上算。怎么算？波老師來告訴你：

發熱功率分為兩部分：導通損耗功率，和開關損耗功率。

不同的拓撲計算的簡化公式是不一樣的，當然如果不簡化那都是一樣的，就是把開關過程的每次開關損耗都累加起來，然后再把導通過程中的電壓電流相乘積分后累加起來。但是這事基本人沒法干只能讓計算機干，PLECS軟件就是用這個方法。

對于開關電源類拓撲的損耗計算相對簡單，因為開關電源基本工作在穩態，每次開關的電流電壓是固定的，所以每次的Eon、Eoff也是一定的。

開關損耗功率 Psw = fsw (Eon + Eoff)，fsw為開關頻率，Eon、Eoff為實際開關時刻的電壓電流對應的損耗。二極管同理Psw = fsw * Erec。

導通損耗功率 Pcond = d * Vcesat（@Ic） * Ic，其中d為IGBT的導通占空比，Ic為實際流過IGBT的電流值，可能是個線性（硬開關）或非線性（LLC）的變化值，如果你追求精確可以用Ic(t)來表示，即隨時間變化的Ic方程式。如果你嫌麻煩，可以用一次導通過程中的平均電流作為Ic，雖然有點誤差，但是方便很多。Vcesat也是要用此實際導通電流下的飽和壓降，千萬別用成了IGBT額定電流的飽和壓降。二極管同理。

對于SPWM逆變拓撲的計算方法，一般采用論文[D.Srajber, W. Lukasch: The calculation of the power dissipation for
the IGBT and the inverse diode in circuits with the sinusoidal output voltage; electronica ′92Proceedings, pp. 51-58] 中介紹的方法，我就直接貼公式了，大家下載IPOSIM離線版的壓縮包，里面有一個PDF文件介紹了這些計算公式。

上面是計算方法，而修正的辦法如上期視頻中所述，需要基于實測的Eon

、Eoff、Erec來選擇Rg，并輸入實測的散熱器熱阻（因為結溫會影響損耗）。

2- 散熱系統的測試驗證

IGBT模塊的散熱系統常見如下圖所示。

在上圖中，所有的熱阻Rth都對應了一段溫升ΔT，溫升和熱阻的關系等同于歐姆定律。

環境溫度Ta是很容易準確的測量出來的。

Rthjc是IGBT的datasheet里給出了的。

恒溫Tc和散熱器溫度Th也可以測量，但是測量的精確性不容易保證。

測量方法如下圖（截圖自英飛凌AN2015-10）：

但是這種測量的準確性不容易控制，需要多次反復測量來驗證結果的可信性。為什么測不準？因為熱電偶的接觸不是那么靠譜，細節我會在以后的文章里介紹。

現在假設你已經能夠較準確的測出了Tc，根據公式Rth=ΔT/P，那還需要得到損耗功率P。

損耗功率P是通過計算得出的，但是在實際工作中IGBT會帶高壓，不容易直接測出IGBT模塊的發熱功率。如果對計算熱阻不放心，也可以用低壓直流或交流電源模擬出實際的損耗功率P，來驗證計算的P準不準。

方法如下：

- 假設在額定工況下計算出的損耗功率是100W。

- 首先如上述方法在散熱器上開槽或打孔埋入熱電偶（熱電偶的位置要在芯片正下方，芯片位置圖可以問廠商）。

- 讓變流器工作在額定工況下，實測Tc或Th。

- 然后在此散熱器上給IGBT芯片持續導通低壓直流電源，控制電源的電流，使IGBT芯片的發熱功率等于100W，此時再次實測Tc或Th，通過對比測試結果可以判斷出仿真計算的準確性。

- 注意：上述模擬發熱的測試Tc會略高于實際工況，因為發熱集中在IGBT芯片或二極管芯片，如果追求完美，可以用H橋來控制電流方向和占空比，以精確分配IGBT和二極管的發熱功率占比。

- 用(Tc-Ta)/P就等于底殼到環境的熱阻Rth_ca，此熱阻包含了散熱器的熱阻和安裝接觸面（導熱介質層）的接觸熱阻。

有沒有覺得很簡單？別高興太早，剛才有個坑還沒填上，就是Tc、Th測量準確性的問題。那有沒有什么辦法繞過這個坑？我想機智的你肯定發現了上圖中有塊奇怪的黑色不明物。

那其實是未灌膠噴黑的IGBT模塊，大圖如下：

當我們給這個黑漆漆的IGBT模塊通上直流電源模擬損耗功率后，我們要用到一個神器~~~紅外成像儀！用來實拍IGBT的芯片結溫，如下圖：

為啥要噴黑漆？確切地說是無反光黑漆，因為這樣符合成像儀默認的紅外反射率，否則反射率不對，測量結果就不準了。

另外需要注意的是，紅外成像儀測出的芯片表面最高溫度也并不是我們通常所指的Tvj，如下圖所述，一般的定義是用非綁定線的最高溫與兩個，邊緣點溫度求平均得到的溫度才是in-situ測試法中對應的Tvj。（注：in-situ 是指電測結溫法，用小電流下的飽和壓降來推算出結溫）

測出了結溫Tj，直接用（Tj-Ta）/P，即得到整個熱阻Rthjc+Rthch+Rthha。

減去已知的Rthjc，就得到了我們接觸熱阻加散熱器熱阻了。

按這樣去套流程走一遍，散熱系統的熱阻就清楚得妥妥的了，這時候你可以用剛剛測出的熱阻值減去IPOSIM里默認的Rthch，得到散熱器的熱阻Rthha，用這個熱阻輸入到IPOSIM里，那計算結果就妥妥得靠譜啦！
編輯：hfy