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基于TDA4863-2芯片在單級PFC反激架構中的應用研究

電子設計 ? 來源:英飛凌科技(中國)有限公司 ? 作者:梁曉軍 ? 2021-03-15 09:48 ? 次閱讀

LED是一個非線性器件,正向電壓的微小變化會引起電流的巨大變化;LED是一個半導體二極管,其伏安特性隨溫度變化而變化(-2mV/℃),假如溫度升高,在恒壓驅動下LED的電流會增加。長期超過額定電流工作,會大大縮短LED的使用壽命。而LED恒流主要目的是當輸入或輸出電壓變化時,確保其工作電流不變。為了保證LED產品的優勢,針對不同功率段的LED電源,必須選擇合適的拓撲結構使LED驅動電源達到高效率,高可靠性,滿足安規,EMI相關標準及低成本要求。對于15W-90W中小功率LED驅動電源通常選用結構簡單的反激式拓撲。根據EN61000-3-2的C類標準,所有照明產品必須達到其要求,使得單級PFC反激架構在LED照明市場得到了迅速發展,由于其功率轉換效率高系統成本低,體積小在LED照明領域獲得了廣泛的應用。

1 工作原理分析與設計

1.1 TDA4863-2芯片簡介

TDA4863-2是英飛凌半導體公司(Infineon)推出的一款功率因數校正(PFC)控制器[1]。它工作于準諧振模式,功率因素可以達到接近1,啟動電流小,內部集成圖騰柱可以驅動大電流MOSFET。TDA4863-2嵌入了電流總諧波失真(THD)優化電路,在全電壓輸入條件下也可以有效控制AC輸入電流的交越失真和誤差放大器的輸出紋波失真,從而提高功率因數,降低輸入電流總諧波失真。該芯片主要應用于前級PFC校正電路,本文中將其應用于單級PFC反激架構。

1.2 基于TDA4863-2單級反激LED驅動電源設計與原理分析

TDA4863-2的單級PFC反激電源原理圖如圖1所示,交流電壓經過EMI和整流單元后流入電容C1,電容C1的容量可以選擇很小的金屬化薄膜電容,使得C1兩端的電壓100Hz/120Hz波形(取決于輸入電壓頻率),該電壓可近似表示為:

其中θ=ωt, VPK為輸入電壓與2的平方根乘積。

基于TDA4863-2芯片在單級PFC反激架構中的應用研究

圖1:臨界模式單級PFC反激式電路結構圖

該電壓經過R5,R6電阻分壓后流入IC的MULT腳,該電壓與COMP腳的信號的乘積為內部乘法器的輸出信號Vref。乘法器輸出的信號也是經增益系數變換后的全波整流正弦半波(誤差信號),而且被用作輸入電流的參考。

在開關管導通時刻,初級繞組NP中的電感電流IPKP線性上升,CS引腳檢測R19電阻電壓,當R19兩端電壓Vs上升到Vs=Vref時,此時R19兩端電壓Vs=IPKP*R19,GD輸出低電平信號,使開關管Q4關斷,則

在圖2中的波形,Vref是乘法器輸出信號,該信號被送到內部比較器同相輸入端,負相輸入端則連接到CS端,當GD輸出高電壓時,MOSFET導通,電感電流斜升,直到信號達到Vref的電平。在此點上,內部邏輯電路會改變狀態并使GD輸出低電平,斷開MOSFET,電流斜降直到降為零。ZCD零電流檢測電路則測量輔助繞組(Nb)兩端的電壓,當它的電壓降到ZCD閾值1.5V時,在此刻,GD輸出高電平信號,電流再次斜升。

由圖2可以看出,初級電感電流是三角波變化,峰值電流包絡為正弦波,整流橋后的電流是整個開關周期的每個三角波的平均值,則其大小表示為[2]:

設K=Vpk/VR,D為占空比,VR為反射電壓=匝比(N)*(Vout+VF)

由式(3)得知,當K為0時,Iin(wt)為正弦波,但隨著K的增大,Iin(wt)偏離正弦波越嚴重。反激拓撲即使在理想情況也不可能使功率因素為1,由于K為0,那么反射電壓VR則需要為無窮大。也可以從式(3)得知,若要得到更高的功率因素,則需要更高的反射電壓VR,即增加變壓器匝數比N=NP/NS,但由于MOSFET的應力問題VR的設計需要適中,使MOSFET的額定電壓必須高于VDS電壓。本設計中匝比n=3.8,反射電壓約為190V,故選擇800V的MOSFET。

圖2:臨界模式變壓器中的初級電流變化

2. 恒流反饋分析

本設計中的恒流反饋區別于常見的恒流反饋,如圖4所示。此反饋設計相比傳統使用CV/CC IC設計的恒流反饋電路有以下優點,其一減少元件器個數降低BOM的成本,其二反饋響應時間快無過沖,其三此設計具有短路保護功能,在輸入300VAC時,若輸出短路,測得輸入功率小于1.8W,波形如圖3所示。次級繞組電流升高,電流互感器檢測此電流高于預設定值時,CT1的Vo端輸出高電平送到IC的INV腳,MOSFET關斷(見圖3)。其工作原理是使用一個電流互感器檢測二次測繞組的三角波電流,經過整流濾波后送到TDA4863-2的INV引腳進行精確的電流控制。

圖3:300Vac輸入時輸出短路保護波形

圖4:輸出整流濾波和恒流反饋電路

3. 電流互感器設計

根據電流互感器特點,一般選擇高?材料的磁芯,使激磁電流盡量小。原邊通常選擇1匝方便作業,Ns增加,電流互感器誤差減小,取樣電阻的損耗也減小,但隨著Ns地增加,成本也會增加。

已知條件: Vo=2.5V IP=1A

設:NP=1T Ro=250歐

根據公式NS=IP*NP/IS Is=Vo/Ro

計算得:Ns=100T

4.實驗測試及仿真數據

本設計中的輸入從85Vac到300Vac,輸出功率約48W,工作電壓約為48V,輸出電流約1A。在標準負載條件下,如圖5所示可以看出兩者之間是非常近似,且輸入的電流波形是基本呈正弦波。從圖6看到該電源從85V到300V輸入均獲得較高的功率因素且較低的THD以及很高的效率,電流精度誤差小于+/-5%。輸入電壓越低,PF越高,THD越小,與式5理論分析吻合,可以看出越低的輸入電壓,Iinθ越接近正弦,THD越小,PF就越高。

圖5:300Vac輸入的電源仿真及實驗測得波形圖

圖6:85VAC-300VAC電壓輸入的電源輸出特性

5.結語

本文介紹了基于TDA4863-2為核心的單級PFC反激架構LED驅動電源,并對其工作原理及如何實現功率因素進行了理論分析,并且以圖1的原理圖創建了一個基于SIMetrix/SIMPLIS仿真平臺的模型進行了系統仿真。該電源電路結構簡單,通過樣機實驗及仿真分析,驗證了該方案在85Vac-300Vac輸入電壓范圍內,具有高功率因素、高效率、低THD以及良好的線性調整率和負載調整率,可以很好地滿足EN61000-3-2的電流諧波分量等技術要求。

責任編輯:gt

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