引言

功率因數校正轉換器讓輸入電流追隨輸入電壓，這樣，負載就好像是一個連接為其供電的電壓源的電阻器。有源PFC中使用的最為普遍的電源拓撲是非隔離式升壓轉換器。就高功率級而言，兩個升壓單元可連接同一個橋整流器，并工作在180 °異相下（圖1）。這被稱作雙相交叉式PFC。通過控制兩個相位的電感電流180 °異相，可同時降低輸入和輸出電流紋波。結果，我們便可以使用更小的電磁干擾濾波器，從而降低材料成本。由于兩個升壓電路中所使用的兩套組件之間的差異，兩個電感電流必然不同。當PFC進入連續導電模式（CCM）時，這種情況更甚。失衡電流在一個相引起更多熱應力，并且它還可能會誤觸發過電流保護。因此，對于交叉式PFC設計而言，電流平衡機制非常必要1-4 。

本文為你介紹平衡電感電流的三種不同數字控制方法。第一種方法檢測每個開關周期的電感電流，比較兩個相位之間的電流差異，然后逐周期調節一個相位的占空比。第二種方法僅對每半個AC周期的占空比進行調節。第三種方法使用兩個獨立電流環路，單獨控制每個相位。由于這些環路共用相同的電流基準，因此電流被自動平衡。

方法1：逐周期占空比調節

在這種方法中，使用一個分流器檢測總電流。一個平均電流模式控制用于強制輸入電流追隨輸入電壓。脈寬調制（PWM）控制器產生兩個信號，每個信號都有相同的占空比但異相180 °，用以驅動兩個升壓級。在每個相位，電流變壓器（CT）放置于MOSFET 正上方，以檢測開關電流。對CT 輸出采樣，然后相互比較；之后，誤差乘以增益K，倍增輸出用于相應調節相位2的占空比。例如，如果相位1具有比相位2更高的電流，則誤差為正。倍增器輸出（同樣為正）增加相位2 的占空比及其電流。圖2顯示了這種配置。

正確對CT電流采樣是這種方法的關鍵所在。由于CT輸出為鋸齒波，因此為公平比較，需在相同點對兩個電流采樣。例如，在開關“導通”時間的中間位置進行采樣，如圖3所示。此處，失衡電流引起不同的CT輸出大小。

正確CT電流采樣以后，逐周期方法便可獲得良好的電流平衡。圖4顯示了360W。數字控制交叉式PFC的測試結果。正如我們看到的那樣，電感電流之間存在巨大的差異，但在平衡以后它們幾乎重疊在一起。

由于在每個開關周期都對第二個相位占空比進行調節，并且由于各個周期之間的電流差異不同，每個周期的調節可能也不同，因此這種方法必然會給AC輸入電流帶來高頻噪聲。圖5a顯示了電流平衡變得平滑且干凈以前的AC輸入電流波形。一旦使用了電流平衡，高頻噪聲便會出現（圖5b）。

方法2：半AC周期占空比調節

由于在每個開關周期都對占空比進行調節會給總輸入電流帶來高頻噪聲，因此嘗試僅在每個半AC周期對占空比進行調節看似為一種合理的辦法。每個半AC周期的平均或者峰值電感電流均可用于電流平衡。例如，利用與圖2所示類似的配置，強制每個半AC周期的峰值電感電流均相等。仍然在每個開關周期對I_CT1和I_CT2采樣，并且固件在每個半AC周期發現I_CT1和I_CT2的峰值。然后，比較這些峰值，并且使用誤差來調節占空比。在每個半AC周期計算電流差異一次，因此相同的占空比調節運用于下一個半AC周期。這樣，便從根本上解決了高頻噪聲問題。測試結果表明，AC電流波形幾乎與使用電流平衡以前一樣；高頻噪聲消失了。

另外，這種方法也有一個缺點。由于連續導電模式（CCM）和非連續導電模式（DCM）下，占空比與輸入電流傳輸函數的關系不同，因此轉換器動態可能會突然變化。即使總輸入電流仍然為正弦曲線，但在半AC周期使用相同的占空比調節會使電感電流失真（圖-6）。另外，由于兩個升壓電路中使用的兩套組件之間存在差異，電路在每個半AC周期的不同點進入CCM。所以，兩個相位的失真情況也不一樣。另一方面，與圖4a所示失衡電流不同，這種方法會強制每個半AC周期的電感電流峰值相等，因此電流確實在一定程度上實現了平衡。

方法3：雙電流控制環路

在前面的一些方法中，都僅有一個電流控制環路。總電流用于電流環路控制，而兩相位從相同控制環路獲得相同的占空比。如果使用相同電流基準的兩個電流控制環路，并且每個單獨控制一個相位，則閉環控制會強迫電流自動平衡，從而使占空比調節變得無必要。

就模擬控制器而言，再添加一個環路意味著添加另一個補償網絡和另一個反饋引腳。不可避免的是，它會增加成本和設計工作量。利用一個普通數字控制器，通過固件實現這種電流控制環路。增加第二環路意味著增加額外的代碼，乍看好像是一種好的解決方案。但是，額外代碼需要額外的CPU執行時間。僅用于一個環路計算的CPU，現在需要服務于兩個環路。要想在不導致任何中斷溢出的情況下完成這項工作，就需要提高CPU 速度。它要求更高成本的CPU ，并且功耗也隨之增加。另一種選擇是降低控制環路速度—例如，從50kHz降低到25kHz。CPU速度保持不變，并且在不導致任何中斷溢出的情況下完成雙環路計算。然而，由于控制環路速度降低，環路帶寬便受到限制，而低帶寬又會降低PFC性能。

集成控制解決方案

第二代數字控制器，例如：TI UCD3138 等，為我們提供了一種不一樣的解決方案。它是一種完全可編程數字控制器，但控制環路通過固件實現。這種控制環路基于比例積分導數（PID），是一種雙極、雙零數字補償器。所有環路計算均由固件完成，并且速度可達2MHz。固件只需對PID系數進行配置。它允許使用一顆低速CPU，因為其只需完成低速任務，例如：內務處理和通信等。另外，UCD3138 在芯片內擁有3個獨立的環路，因此可以在沒有使用任何額外硬件或者高速CPU的情況下，實現雙電流控制環路。圖7顯示了使用UCD3138 實現的這些雙控制環路的配置情況。需對每個相位的電流反饋信號進行測量。正常情況下，可以使用放置于MOSFET上方的CT。由于不需要分流器，因此這種配置還可提高效率。

因為CT放置于每個開關的正上方（圖7），所以它僅檢測開關電流。它只是電感電流的上升部分，然而每個電流環路都控制平均電感電流。仍然在PWM“導通”時間的中間位置，對CT電流信號進行采樣（圖3）。它是一個瞬間值，在圖8和圖9中表示為ISENSE。僅當電流連續時，采樣的開關電流（ISENSE）才等于平均PFC電感電流（圖8）。當電流變得不連續時（圖9）。ISENSE不再等于平均PFC電感電流。為了控制平均電感電流，需推導出采樣ISENSE的中間點與開關期間的平均電感電流之間的關系，并同時適用于CCM和DCM。

對于穩態運行的升壓型轉換器來說，升壓電感的伏秒在每個開關期間均保持平衡：

其中，tA為電流升時間（PWM“導通”時間），tB為電流降時間（PWM“關斷”時間），VIN為輸入電壓，而VOUT 為輸出電壓，并假設所有功率器件均為理想狀況。由圖8和圖9，可根據ISENSE 計算出平均電感電流（IAVE）：

其中，t為開關時間。組合方程式1和2得到：

利用方程式3，我們可以通過瞬時開關電流（ISENSE） 解釋平均電感電流（IAVE ）。IAVE 為期望電流，而ISENSE 為電流控制環路的電流基準。檢測出真實瞬時開關電流，然后與該基準比較，最后將誤差發送至電流控制環路。

圖10顯示了這種方法的測試結果。如圖4所示，即使兩-個電感電流具有較寬的方差，在使用電流平衡以后它們也能幾乎完全重疊。同時，總AC電流保持平順和干凈。

結論

我們對交叉式升壓PFC使用的三種電感電流平衡數字控制方法進行了評估。通過比較電流差異和逐周期調節占空比，可以非常好地平衡電流。但是，這種方法還給總輸入電流注入了高頻噪聲。每個半AC周期僅調節一次占空比消除了高頻噪聲，但即使總AC電流為正弦曲線，每個單獨電感電流還是失真。更好的方法是使用兩個電流環路，每個環路單獨控制一個相。由于兩個電流環路共用相同的電流基準，因此電流被自動平衡。利用一個數字控制器，第二環路的成本僅為一些額外的代碼。測試結果表明，第三方法獲得了最佳的性能。

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