摘要：為了提高紅外焦平面檢測目標的靈敏度，目標輻射產生的載流子應盡可能長時間保持，同時應盡可能減少熱激發和背景輻射激發的比例。高背景條件下長波紅外讀出電路的積分電容較快飽和，且長波紅外探測器暗電流的非均勻性會影響焦平面的固定圖形噪聲?；诠材１尘耙种平Y構以及長波碲鎘汞探測器暗電流分析的基礎上，設計了具有非均勻性矯正的背景抑制電路。傳統的背景抑制電路采用單一共模背景抑制或差模背景抑制。差模背景抑制模塊的高精度背景記憶一般在小范圍區間內。本文背景抑制結構采用共模背景抑制與差模背景抑制相結合，可以在較大的背景噪聲范圍內有效地降低固定圖形噪聲以及增大動態范圍。該背景抑制結構中共模背景抑制采用電壓-電流轉換法，差模背景抑制采用電流存儲型背景抑制結構。差模背景抑制通過背景記憶時信號放大，背景抑制時信號縮小來提高背景抑制精度。電路采用標準CMOS工藝流片。測試結果表明：讀出電路的FPN值為2.08 mV。未開啟背景抑制時，焦平面FPN值為48.25 mV。開啟背景抑制后，焦平面FPN值降至5.8 mV?；谔綔y器的暗電流非均勻分布，計算其理論FPN值為40.9 mV。長波紅外焦平面輸出信號的RMS噪聲在0.6 mV左右。

0引言

碲鎘汞（Hg1?xCdxTe，MCT）材料由于寬光譜內連續帶隙可調、高吸收系數、高載流子遷移率以及長的載流子壽命特性，在紅外探測器的發展中起到重要的作用。MCT紅外探測器的暗電流會增大器件噪聲（包含散粒噪聲、熱噪聲、1/f噪聲和光子噪聲）以及降低焦平面的動態范圍。對于長波探測器工作環境背景輻射高，其背景電流可能大于信號電流。高背景電流以及暗電流會使讀出電路中積分電容很快飽和，從而降低其信噪比（Signal-to-Noise Ratio，SNR）和動態范圍（Dynamic Range，DR）。通過降低探測器的暗電流可以減小讀出電路所需的積分電容，提高紅外焦平面中的探測器的靈敏度。對于大規模紅外焦平面，很難通過在有限的單元電路面積內增大積分電容來延長積分時間。在讀出電路中，可以通過加入背景抑制模塊來降低探測器的暗電流以及背景電流，從而起到延長積分時間來提高焦平面的信噪比。背景抑制模塊可以通過減小注入電流來延長積分時間，提高信噪比。

背景抑制結構主要有電壓?電流轉換法、電流存儲型的背景抑制結構以及基于DAC的自適應背景抑制結構。電壓?電流轉換法適用于共模背景信號抑制，背景抑制精度較低。電流存儲型的背景抑制結構適用于差模背景抑制，對于大的背景電流記憶精度高。DAC的自適應背景抑制精度高，通過降低讀出電路幀率來實現自適應差模背景抑制，且記憶效率低。

在長波紅外探測器的暗電流分析的基礎上，文中基于電壓?電流轉換法以及電流存儲型的背景抑制結構，通過背景信號放大?縮小原理設計了16元的具有背景抑制功能的長波讀出電路。背景抑制結構采用共模背景抑制與差模背景抑制相結合，提高對暗電流以及背景電流抑制的精度。在80 K的低溫下對該背景抑制模塊進行測試分析。

1長波MCT紅外探測器暗電流測試分析

文中首先對8~12 μm的MCT長波紅外探測器的暗電流在80 K溫度下進行測試分析，以確定讀出電路中背景抑制的范圍。圖1 (a)為I-V測試系統，其中源表采用Keithley6430，其電流測試精度可以達到fA量級。在測試時，需將器件封裝于高真空的杜瓦瓶內，通過液氮實現80 K低溫I-V測試。圖1 (b)為長波探測器暗電流的I-V以及R-V曲線，在偏壓為?50mV時其暗電流為在61 nA左右，電阻大于100 MΩ。圖1 (c)為長波探測器在室溫時光電流的I-V以及R-V曲線，未加冷屏，在偏壓為?50 mV時其電流在150 nA左右，電阻在100 MΩ，在焦平面測試其值可以作為參考。

由于暗電流的非均勻性會帶來較大FPN值，文中對4種MCT長波紅外探測器的暗電流在?50mV偏壓下分別取10個進行統計分析，如圖2所示。在偏壓為?50 mV附近，4種探測器的暗電流方差在1.22~25 nA范圍波動，非均勻性在2%~16%范圍內，非均勻性平均值在8%左右。探測器的暗電流在70~500 nA范圍?；贛CT長波探測器的暗電流水平以及背景電流的考慮，背景抑制水平設定在0~1 μA范圍內。

圖1 長波MCT紅外探測器暗電流測試

圖2 長波探測器暗電流非均勻性分析

探測器暗電流的非均勻性可以通過差模背景抑制來降低對焦平面性能的影響?；谔綔y器暗電流的非均勻性，結合讀出電路特性分析暗電流非均勻性對64×64長波紅外焦平面的影響，如圖3所示。當器件的暗電流為100 nA時，暗電流的均方差為8 nA。讀出電路的積分電容為2 pF，積分時間為10 μs。在暗背景下只有暗電流進行積分，其積分電壓分布如圖3(a)所示，電壓在0.35~0.65 V范圍內波動。當信號電流為500 nA時，從圖3(b)可知：由于信號電流和暗電流相差不大，這時暗電流的非均勻性會導致焦平面的FPN值較大，同時積分電壓較大容易達到飽和值，積分電壓為2.85~3.1 V。通過前面暗電流的測試分析，文中擬設計背景抑制范圍為0~1 μA，且能夠實現差模背景抑制從而降低暗電流的非均勻性。

圖3 64×64長波紅外焦平面非均勻性擬合

2讀出電路結構仿真分析

文中所設計的讀出電路單元以及背景抑制模塊如圖4所示。讀出電路單元包含輸入級CMI結構、電壓?電流轉換法背景抑制模塊VIBDS以及電流存儲型背景抑制模塊CMBDS，如圖4(a)所示。電流存儲型背景抑制結構具有對大的背景電流記憶精度高的特點。背景抑制先通過VIBDS模塊實現共模背景抑制，然后將差模背景電流通過輸入級CMI結構放大5倍，通過CMBDS模塊進行差模背景電流記憶。在信號積分階段，將CMBDS記憶的差模背景電流通過電流鏡縮小5倍再進行差模背景抑制。圖4(a)中CM_x0.2為實現電流縮小5倍的電流鏡模塊，采用共源共柵電流鏡結構。圖4(a)中積分電容C1為3 pF，采樣電容C2為300 fF。

圖4(b)為輸入級自偏置CMI結構，M1以及M2構成電壓?電流轉換法背景抑制電路即補償電流源，實現共模背景信號抑制。補償電流源采用自級聯結構，其輸出阻抗的表達式為：

式中：Isub為補償電流；K1、K2為MOS管M1、M2的尺寸系數；Nch為溝道摻雜系數。從該公式可知大的溝道長度，可以提高其輸出阻抗來增大輸出的線性度。自級聯結構采用大的寬長比PMOS管可以降低1/f噪聲對補償電流的影響。該補償電流源結構位于CMI的輸入端，通過CMI反饋結構可以提高M2漏極電壓的穩定性，從而減小補償電流的抖動，提高背景抑制的穩定性。VIBDS可以基于探測器暗電流水平，通過其輸出特性進行手動粗調。該模塊背景抑制后存在欠補償，再通過CMBDS背景抑制模塊進行修正。CMI結構中Output1為電流放大五倍輸出端，用于差模背景信號記憶。Output2為電流不做縮放的輸出端，用于信號積分。CMI結構簡化模型如圖4(c)所示，其中e2n_eq為單元噪聲的等效輸入功率。MOS管的噪聲主要為熱噪聲以及閃爍噪聲，其等效電壓源可以表示為：

式中：γ、N為工藝相關常數；RD是MOS管的等效負載電阻。因此CMI的等效輸入噪聲可以表示為：

式中：e2n_n1~e2n_n2、e2n_p1~e2n_p4分別為圖4(c)中相應MOS管的等效噪聲電壓源；gMn1、gMp1為Mn1以及Mp1的跨導。在單元面積的允許條件下，采用大尺寸的MOS管可以減小噪聲的影響。

圖4 讀出電路單元及輸入級結構

兩步減背景抑制結構在共模背景抑制的基礎上再進行差模背景信號抑制，減小由于探測器暗電流非均勻所引起的空間噪聲。電流存儲型背景抑制結構如圖5所示，主要由記憶管Mb，三個記憶電容以及相應的開關構成。該結構的工作原理即在背景電流記憶階段Ф、Ф1、Ф2、Vb為高電平，其對應的開關處于導通狀態。三個環狀記憶電容是用于穩定記憶管Mn6的柵壓。當其中一個記憶電容受到噪聲干擾時其存儲的電荷數發生變化，另外兩個記憶電容可以起到鉗位作用。同時3 個環狀記憶管可以降低由于開關信號Ф1以及Ф2引起的時鐘饋通效應所產生的干擾電壓。該干擾電壓ΔV1會改變記憶電容中的電荷數量，導致存儲的記憶電流產生誤差：

圖5 電流存儲型背景抑制結構

通過3個環狀記憶電容可以使得ΔV1降低到原來的CM2/(CM1+CM2)，其中CM0=CM1且CM2

式中：WN、WP以及Cov,N、Cov,P為NMOS以及PMOS的溝道寬度以及單位交疊電容；Cs為記憶電容。對于CMOS開關，溝道電荷注入所引入的誤差可以表示為：

通過調整CMOS開關的寬長比可以降低時鐘饋通效應以及溝道電荷注入效應對記憶管柵壓的影響。

讀出電路使用TSMC 0.18 μm 1P6M 5 V工藝。圖6為兩種背景抑制結構的仿真結果。圖6(a)為補償電流源的輸出曲線，其輸出范圍為0~1 μA。在0~2.5 V，其輸出具有良好的線性度，精度可以達到3.35 nA/10 mV。16元具有背景抑制功能的長波讀出電路中共用一個補償電流源的偏置，實現共模背景信號抑制。圖6(b)為電流存儲型背景抑制精度。當記憶的電流大于0.7 μA時，背景記憶的絕對誤差在1%范圍內。由于MOS管的輸出特性，小偏壓下電壓穩定性對電流影響較大。CMBDS對于背景電流記憶精度與其記憶電壓的穩定性以及記憶電容的漏電流有關，小偏壓下記憶電壓波動對記憶的電流影響較大。因此通過將差模背景信號放大5倍存儲于電流存儲型背景抑制電路，然后在讀出模式時再將記憶的差模背景電流縮小5倍，可以提高小背景電流的記憶精度從而增大背景抑制精度。

圖6 背景抑制仿真結果

本文所設計的16元線列的讀出電路，單個像元面積為100 μm×100 μm，其中差模背景抑制的面積為50 μm×65 μm，共模背景抑制的面積為5 μm×10 μm。由于該讀出電路所采用的工藝其電容率較低，因此，單個像元面積較大。通過采用較大的電容率電容工藝可以降低該讀出電路的像元尺寸。對于小像元的面陣讀出電路，可以通過共享的方式實現該方案。讀出電路的整體仿真結果如圖7所示，其中圖7(a)為仿真的控制時序，圖7(b)為各級輸出線性圖。仿真中主頻時鐘為1 MHz，電源電壓為5 V，探測器暗電流以及背景電流設置為100 nA，有效光電流選取0.02~1.8 μA。探測器模型選取長波探測器，其結電阻為1 MΩ，結電容為1 pF。Vint為積分電壓，Vsamp為采樣電壓，Vsf為源隨輸出，Vout為最后buff單位增益緩沖器的輸出電壓。各級的輸出線性度均大于99.9%，輸出擺幅為2.1 V。模擬模塊的電流約為2.282 mA，數字電流約為2.612 5 nA。因此，全電路的功耗約為13.41 mW。

圖7 讀出電路仿真

圖8 芯片測試系統圖

3讀出電路測試分析

芯片采用QFP64封裝，如圖8(a)所示。將芯片和探測器放置杜瓦內，在低溫液氮環境下測試。探測器通過鍵壓的方式與芯片間接互連。探測器的暗電流如圖1 (b)所示。電路測試系統如圖8(b)所示。采集系統采用NI PXIe-1062Q，其中NI PXI-6552板卡提供時鐘信號，NI PXIe-5122板卡采集所需的信號數據。

首先對背景抑制結構進行測試，采用源表Keithley 6430來測試在不同偏壓下的電壓?電流背景抑制結構的輸出特性，如圖9(a)、(b)所示。圖9(a)為常溫下補償電流的輸出曲線，圖9(b)為80 K時的補償電流的輸出曲線。常溫下補償電流的輸出范圍為0~1.1 μA范圍內，與仿真結果一致。在0~2 V范圍內具有良好線性度，通過擬合其線性度為99.7%。測試溫度為80 K時，補償電流的輸出范圍為0~2.3 μA。在0~2 V范圍內擬合度為99.91%。當背景電流較小即不在補償電流的線性范圍內，通過往小的電流范圍進行粗調整，再通過CMBDS模塊對其殘差的背景電流進行自適應的記憶和抑制。低溫下電路的噪聲較低且載流子遷移率相對增大，使得其輸出范圍以及線性度相對于常溫下有著較大的提高。

圖9(c)、(d)為電流存儲型背景抑制的記憶精度測試圖，測試溫度為80 K。圖9(c)為通過Keithley6430輸入電流的方式進行記憶精度的誤差分析，以有效信號電流20 nA的積分電壓作為參考。記憶20 nA時的背景電流，對40 nA的信號電流進行積分即通過背景抑制有效積分電流為20 nA。當信號電流為60 nA時，其背景電流設置為40 nA，以此類推進行精度測試。從圖9(c)可以看出隨著記憶的電流增大，背景記憶的精度逐漸提高，與仿真結果一致。差模背景抑制通過背景記憶時信號放大，背景抑制時信號縮小來提高背景抑制精度。當記憶電流大于130 nA時，其記憶的誤差小于1%。圖9(d)為讀出電路與探測器耦合后以溫差為15 ℃的響應電壓作為參考。記憶溫度為20 ℃時的背景電流，對黑體為35 ℃的信號電流進行積分，以此類推。從圖9(d)可以看出隨著黑體輻射的溫度越高，信號電流越大，背景記憶的精度逐漸提高。

基于國標紅外焦平面陣列參數測試方法，對長波紅外焦平面進行測試。圖10為焦平面的測試結果，首先測試了黑體溫度為20 ℃時電路輸出信號與積分時間的關系，如圖10(a)所示。在輸出線性范圍內線性度大于99.9%。長波紅外焦平面功耗為27.36 mW。開啟背景抑制后其功耗約為28 mW，基于其功耗的差值可以計算出單元背景抑制功耗約為40 μW。對于長波紅外探測器其暗電流水平在幾百納安范圍內，因此，共模背景抑制模塊的補償電流可以設置為1 μA范圍內。差模背景抑制功耗較大，主要是由于電流鏡放大以及縮小模塊導致。在大面陣應用中，通過降低對CMBDS的電流鏡放大倍數、采用CMBDS共享模式以及限制VIBDS的輸出范圍來降低其背景抑制模塊的總功耗。圖10(b)為焦平面所有像元的響應圖，像元平均響應率為1.48×107 V/W，積分間為100 μs。未開啟背景抑制時，焦平面FPN值為48.25 mV，RMS噪聲為0.597 mV。開啟背景抑制后，其FPN值下降為5.8 mV，RMS噪聲上升為0.681mV。讀出電路未耦合探測器時，其FPN值為2.08 mV，RMS噪聲為0.235 mV。圖2(d)為所用長波探測器的暗電流非均勻分布，其均方差為1.227 nA。當積分時間為100 μs時，通過該值計算由暗電流非均勻性所產生的FPN理論值約為40.9 mV。該值與未開啟背景抑制時的FPN噪聲差7 mV左右。電路具體參數指標如表1所示。通過該表可以看出：開啟背景抑制功能后，焦平面的FPN值下降，其RMS噪聲以及功耗稍微增大。

表1 測試性能參數

4結論

文中基于長波碲鎘汞紅外探測器暗電流分析的基礎上，設計了一種16元的兩步背景抑制結構的長波讀出電路，通過共模背景抑制以及差模背景抑制有效的降低FPN噪聲。背景抑制可以去除信號電流中的背景電流與探測器的暗電流，從而用降低注入電流的方式來延長積分時間，提高紅外焦平面的有效動態范圍。通過將差模背景信號放大5倍存儲于電流存儲型背景抑制電路，然后在讀出模式時再將記憶的差模背景電流縮小5倍，提高背景抑制精度。通過測試，共模背景抑制范圍0~2 μA。當背景電流小于130 nA差模背景記憶精度小于1%。未開啟背景抑制時，焦平面FPN值為48.25mV。開啟背景抑制后，其FPN值下降為5.8 mV?；谔綔y器的暗電流非均勻分布，計算其理論FPN值為40.9 mV。該值與未開啟背景抑制時的FPN值差7 mV左右。開啟背景抑制功能后，焦平面的FPN值下降，其RMS噪聲以及功耗稍微增大。

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