進(jìn)行對(duì)稱和非對(duì)稱業(yè)務(wù)處理的基站發(fā)射機(jī)要求有較高的帶寬效率。時(shí)分同步碼分多址（TD-SCDMA）技術(shù)通過引入時(shí)分復(fù)用（TDD）技術(shù)可以支持這類業(yè)務(wù)的應(yīng)用，借助于傳輸方向的周期性改變，實(shí)現(xiàn)上下行鏈路在同一無線載波上的交替?zhèn)魉?。其?yōu)勢(shì)在于，上下行鏈路方向之間的轉(zhuǎn)換點(diǎn)，對(duì)于對(duì)稱業(yè)務(wù)可設(shè)置成對(duì)稱關(guān)系，對(duì)于非對(duì)稱業(yè)務(wù)可設(shè)置成一定范圍的非對(duì)稱值。由此，TDD的使用便可同時(shí)改進(jìn)兩種業(yè)務(wù)類型的頻譜利用率和通信能力。

TD-SCDMA是頻分多址（FDMA）、時(shí)分多址（TDMA）和碼分多址（CDMA）三種技術(shù)的綜合利用。它與具有密集頻譜重用支持功能的智能天線的結(jié)合使用，可實(shí)現(xiàn)對(duì)無線頻譜的高效利用。

基于TD-SCDMA的系統(tǒng)可滿足第三代移動(dòng)通信（3G）在新興的密集式應(yīng)用、分組型傳輸以及移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用方面對(duì)高數(shù)據(jù)率的要求，使運(yùn)營商在由2G向3G低風(fēng)險(xiǎn)平滑過渡過程中受益。兼具2G系統(tǒng)的低成本和3G系統(tǒng)得到初步應(yīng)用的需求，激勵(lì)著基站設(shè)備制造商采用新的可重構(gòu)硬件平臺(tái)。許多BTS制造商都認(rèn)為多載波收發(fā)機(jī)是可支持無線空中接口標(biāo)準(zhǔn)的單一底層基礎(chǔ)設(shè)計(jì)解決方法。

傳統(tǒng)的基站架構(gòu)要求對(duì)所處理的每個(gè)RF載波（數(shù)字和模擬系統(tǒng)各為4到80個(gè)信道）都有一個(gè)完整的收發(fā)機(jī)。這類無線信號(hào)必須進(jìn)行多路分集。多載波收發(fā)機(jī)的妙處在于通過天線完成每個(gè)RF載波的數(shù)字域處理，消除無線冗余，從而得到單一的高性能無線頻率。

基于TD-SCDMA無線傳輸技術(shù)的無線接入網(wǎng)（RAN）可以與GSM的核心系統(tǒng)進(jìn)行連接，實(shí)現(xiàn)3G業(yè)務(wù)及功能在現(xiàn)行GSM網(wǎng)絡(luò)上的無縫集成。這將使GSM運(yùn)營商以成本效益的方式向3G升級(jí)，因?yàn)镚SM核心網(wǎng)絡(luò)設(shè)施的完全集成和重用成本對(duì)3G的經(jīng)濟(jì)性起著關(guān)鍵作用。

圖1所示是一個(gè)幀的物理結(jié)構(gòu)。這個(gè)5ms幀由7個(gè)用箭頭表示上下行鏈路方向的時(shí)隙組成。TS0總是下行鏈路，TS1總是上行鏈路。與通常的表示法相反，可以看到時(shí)隙的凈長度不含鄰近的保護(hù)時(shí)間。上行與下行鏈路間的轉(zhuǎn)換點(diǎn)可以設(shè)置在TS1與TS2以及TS6與TS0之間，保護(hù)時(shí)間僅為12.5微秒。TS0之后是用于實(shí)現(xiàn)UE同步的下行鏈路導(dǎo)頻信號(hào)DwPTS。用來進(jìn)行隨機(jī)存取和同步化的100微秒U(xiǎn)pPTS由UE發(fā)送，并需落到所設(shè)定的125微秒窗口內(nèi)。但它有可能在上升沿的間隙提前到達(dá)，這樣就要求BTS控制器（BTSC）盡早進(jìn)入接收狀態(tài)。這種間隙偶爾也用于校準(zhǔn)用途。

圖1 用箭頭表示上下行鏈路方向由7個(gè)時(shí)隙組成

TD-SCDMA無線接口與3GPP集成，可作為UTRA-TDD、UTRA-TDD LCR的低芯片速率選擇方案。UTRA-TDD HCR使用高芯片速率模式（芯片速率3.84Mchips/s，帶寬5MHz）。符號(hào)時(shí)間Ts=Q/Tc，Tc=1/芯片速率=0.78125s，符號(hào)時(shí)間Ts取決于擴(kuò)展系數(shù)Q。調(diào)制方式采用QPSK。對(duì)Tx的每一芯片進(jìn)行脈沖波形濾波。

數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）和多載波功率放大器（MCPA）必須保護(hù)幾個(gè)以數(shù)字方式產(chǎn)生的載波頻譜不對(duì)相鄰信道造成訛誤或寄生信號(hào)?；綯x在各個(gè)載波上進(jìn)行載波間互調(diào)（IM）的結(jié)果，產(chǎn)生的頻譜再生必須最小。DAC用來產(chǎn)生更高的頻率，使上變頻級(jí)數(shù)由2個(gè)減為1個(gè)。不利的方面是轉(zhuǎn)換器性能在較高的頻率下會(huì)變差。多載波傳輸與單載波無線方案不同，后者借助模擬濾波器去除可造成相鄰信道訛誤的無用信號(hào)。而多載波架構(gòu)在整個(gè)傳輸帶寬范圍內(nèi)限制失真。

當(dāng)RF PA承載不具有固定包絡(luò)、一組載波或數(shù)個(gè)CDMA組合信號(hào)的信號(hào)時(shí)，PA便產(chǎn)生IM失真（IMD）。由于IM功率作為干擾流入相鄰信道，因此，高級(jí)的寬帶PA線性化策略已成為多載波收發(fā)器的關(guān)鍵技術(shù)。

按照3GPP標(biāo)準(zhǔn)要求，TD-SCDMA TX的設(shè)計(jì)應(yīng)實(shí)現(xiàn)TD-SCDMA BTS與GSM及DCS-1800BTS的共存。為降低對(duì)MCPA的線性度要求，DAC的相鄰信道泄漏比（ACLR）規(guī)范應(yīng)不超過表1的規(guī)定值。

TD-SCDMA信號(hào)的峰值與均值功率比（PAPR）取決于編碼和載波數(shù)。所有的編碼和載波作同相相加時(shí)，RAPR的值最大。

AD6623是一種四信道104M樣值/s傳輸信號(hào)處理器（TSP），適合多模無線基站Tx架構(gòu)。它用于基站Tx的DSP與高速DAC之間。16位DAC的動(dòng)態(tài)范圍允許多個(gè)AD6623組合信道在具有高PAPR值的數(shù)兆赫帶寬上傳輸，平均輸出信號(hào)電平為全量程范圍的一定比例。此外，可編程系數(shù)有限沖激響應(yīng)（FIR）濾波器級(jí)允許將反成像（anti imaging）和靜態(tài)均衡功能結(jié)合到一個(gè)單一的具有成本效益的濾波器中。可編程功率上升/下降單元對(duì)基于TD-SCDMA所規(guī)定的時(shí)隙上的功率延升提供支持。

每個(gè)級(jí)聯(lián)集成梳狀（CIC）濾波器級(jí)的內(nèi)插因子范圍和二級(jí)CIC濾波器中的重復(fù)取樣器，使AD6623能有效地以高速樣束生成窄帶和寬帶載波。高分辯率數(shù)控振蕩器（NCO）支持頻率規(guī)劃的靈活運(yùn)用。該高速NCO能夠?qū)⒄坏牟蓸有盘?hào)調(diào)整到中頻（IF）信道，或者NCO直接在IF信道進(jìn)行頻率調(diào)制。

AD9777是用于基帶或IF波形重建的16位高性能可編程2x/4x/8x內(nèi)插Tx數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（TxDAC），要求動(dòng)態(tài)范圍要高。AD9777特有的串行接口（SPI）具有高度可編程性，可支持以下增強(qiáng)型系統(tǒng)級(jí)選件，包括：

* 2x/4x/8x內(nèi)插濾波器可選；

* 帶鏡像抑制的Fs/2、Fs/4或Fs/8（Fs:AD9777的采樣頻率）數(shù)字式正交調(diào)制方式；

* 直接IF模式，可編程信道增益與偏移控制。

AD8346是用于0.8-2.5GHz的半導(dǎo)體射頻集成電路同相/正交（I/Q）調(diào)制器。其相位精度和幅度平衡性能允許對(duì)RF進(jìn)行高性能直接調(diào)制。

這種Tx子系統(tǒng)可采用模擬器件公司（ADI）的ADSP TS001M Tiger-SHARC DSP進(jìn)行補(bǔ)償。該DSP適于200MHz下每秒20億次16位乘法/累加運(yùn)算的通信應(yīng)用。

TD-SCDMA芯片速率低于400MHz以下的最高整數(shù)過采樣率為399.36MHz（1.28×39×8.0Mchips/s）。AD6623濾波器對(duì)輸出信號(hào)帶寬進(jìn)行約束，使之保持低于TD-SCDMA所規(guī)定的傳輸掩膜要求。基帶信號(hào)的芯片速率為1.28Mchips/s。運(yùn)行于fclk=99.84MHz下的數(shù)字上變頻器進(jìn)行升余弦濾波、內(nèi)插和頻移處理。多達(dá)3個(gè)TD-SCDMA載波可放置在20MHz的頻寬內(nèi)。串行數(shù)據(jù)源由AD6623處理信道以fsclk=fclk/2=40.96Mb/s （或1.28×32.00=40.96Mb/s）的速率驅(qū)動(dòng)數(shù)據(jù)。這基本上是AD6623的理想結(jié)構(gòu)。主控時(shí)鐘以99.84MHz運(yùn)行，使可編程FIR濾波器對(duì)39個(gè)抽頭進(jìn)行計(jì)算。

可編程系數(shù)FIR濾波器在通帶內(nèi)以因數(shù)3內(nèi)插輸入信號(hào)并對(duì)CIC濾波器的滾降特性進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償。RAM系數(shù)（RCF）輸出速率為每處理信道3.84M樣值/s。第二濾波器級(jí)--5階CIC（CIC5）濾波器的內(nèi)插為Lcic5=13。CIC5的輸出速率為49.92M樣值/s。第三濾波器級(jí)-2階重采樣CIC無任何內(nèi)插（LrCIC2=1）。CIC2的輸出速率為49.92M樣值/s（綜合樣率）。CIC和NCO以49.92MHz的綜合速率運(yùn)行實(shí)現(xiàn)功率節(jié)省。內(nèi)插的TD-SCDMA信號(hào)經(jīng)NCO產(chǎn)生的正弦/余弦序列上變頻到IF=-6.24MHz。載波經(jīng)AD6623變換到-16.24MHz到3.76MHz的頻帶范圍內(nèi)。圖2示出AD6623的復(fù)合變換功能，通帶紋波0.116dB，阻帶頻率0.87MHz。

圖2 AD6623對(duì)濾波后TD-SCDMA載波的頻率響應(yīng)

所有濾波器的預(yù)期誤差矢量幅度（EVM）必須小于2%。EVM通過觀察與升余弦（RRC）接收濾波器相匹配的實(shí)際AD6623濾波器的時(shí)域沖激響應(yīng)而計(jì)算得出。由于合適的RRC存在無限響應(yīng)，因此，使用了大量符號(hào)，以避免由傅立葉變換造成的誤差矢量嚴(yán)重混淆，導(dǎo)致不精確的量度。這一點(diǎn)可以通過觀察沖激響應(yīng)曲線中心的小數(shù)值結(jié)果得到驗(yàn)證。計(jì)算所得的EVMrms為0.47%。

AD9777接受來自AD6623的交織I/Q數(shù)據(jù)（圖3）。數(shù)據(jù)接口為32位寬，實(shí)部16位、虛部16位。AD9777用其雙DAC產(chǎn)生綜合調(diào)制IF信號(hào)，該信號(hào)通過模擬正交調(diào)制器變換為RF信號(hào)。DAC的鏡像抑制和頻率偏移性能決定了其后模擬濾波器級(jí)的要求。AD9777在LDAC=8、相應(yīng)采樣率為399.36M樣值/s條件下內(nèi)插數(shù)據(jù)。如此配置可使43抽頭的第一級(jí)濾波器在399.36/8=49.92MHz的頻率下工作。TD-SCDMA載波覆蓋33.68MHz-53.68MHz頻段。中心頻率為IF 43.69MHz（49.92x7/8MHz）。從圖4所示的矩形區(qū)域中，可以確定AD9777的輸出端有3個(gè)經(jīng)濾波的TD-SCDMA載波。

圖3 三載波TD-SCDMA Tx方框圖

位于AD9777之后的正交調(diào)制器有兩個(gè)以正交方式工作的混頻器。混頻器的輸出按照頻率元件的相位關(guān)系和符號(hào)進(jìn)行內(nèi)部求和，以執(zhí)行數(shù)學(xué)運(yùn)算。

圖4在矩形區(qū)域內(nèi)可確定AD9777輸出端有3個(gè)經(jīng)濾波的TD-SCDMA載波

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