由于涉及非常高的頻率，因此降低開關模式電源中的電磁干擾 （EMI） 可能是一項挑戰(zhàn)。電氣元件的行為與預期不同，因為元件的寄生效應通常起著重要作用。本應用筆記介紹了與 EMI 相關的低壓降壓轉換器操作的一些基礎知識，并提供了一些如何在降壓轉換器設計中降低 EMI 的實用技巧。

一、簡介

在設計開關模式轉換器時，通常在設計階段的后期測試電磁兼容性。如果在設計的初始階段沒有考慮 EMI，那么之后降低 EMI 往往會很困難或代價高昂。確保順利和優(yōu)化產品設計的最佳方法是在設計的開始階段考慮 EMI。元件選擇和布局考慮對于從一開始就獲得良好的 EMI 性能至關重要。

2. Buck 轉換器中的 EMI 來源

EMI 輻射可由兩種來源產生：交流電場源（高阻抗）或交流磁場源（低阻抗）。非隔離式 DC/DC 轉換器的節(jié)點和環(huán)路阻抗相對較低（遠低于 377Ω 的遠場阻抗），因此磁場通常是 DC/DC 降壓轉換器中的主要輻射源。

磁場輻射是由在小電流回路中流動的高頻電流引起的。電流回路會發(fā)出高頻磁場，當與源的距離超過0.16λ（遠場）時逐漸轉變?yōu)殡姶艌觥Ｐ‰娏骰芈返膱鰪娂s為：

其中 f 是以 Hz 為單位的信號頻率，A 是以 m 2為單位的環(huán)路面積，I 是以安培為單位的環(huán)路中的電流幅度，而 R 是以米為單位的環(huán)路距離。

例如，一個 1cm 2電流環(huán)路，電流為 1mA，頻率為 100MHz，在 3m 距離處產生 4.4μV/m 或 12.9dBμV 的場強。

下面的圖 1 顯示了 1cm 2電流環(huán)路在 3m 距離處具有 1mA 電流的近似輻射與電流頻率的函數關系。綠線顯示 3m 距離的近似 EN55013 輻射限制。

圖1

從圖中可以看出，1cm 2環(huán)路在1mA rms高頻電流下的輻射不會輕易超限。經常導致超出限制的問題是，當較小的環(huán)路激發(fā)較大的環(huán)路或連接到 PCB 的布線開始輻射時。這些較大的環(huán)路或電線是更有效的天線，因此對總輻射的貢獻要大得多。

3. 識別降壓轉換器中的電流環(huán)路

DC/DC 降壓轉換器有兩個主要回路，其中流過高交流電流，如圖 2 所示。

當高端 MOSFET Q1 導通時，電流從電源通過 Q1 和 L1 流向輸出電容器和負載。電流通過地流回輸入。電流的交流部分將流經輸入和輸出電容器。 該電流在圖 2中以紅色顯示為 I 1 。

當 Q1 關斷時，電感電流將保持同向流動，同步整流 MOSFET Q2 導通。電流流經 Q2、L1、負載和輸出電容器，并通過地流回 Q2。該循環(huán)以藍色顯示為 I 2。I 1和 I 2 都是不連續(xù)的電流，這意味著它們在活動時間的開始和結束時都有急劇的上升沿和下降沿。這些鋒利的邊緣具有快速的上升和下降時間（高 dI/dt）。因此，它們具有很多高頻內容。

圖 2：降壓轉換器電流環(huán)路

I 1和 I 2共用一條從開關節(jié)點到電感器到輸出電容器再到地再到 Q2 源極的公共路徑。I 1和I 2之和是一個相對平滑的連續(xù)鋸齒波形，由于沒有高dI/dt 邊緣，其高頻成分較少。

從 EMI 輻射的角度來看，具有高 dI/dt 電流的電流環(huán)路是陰影區(qū)域 A 1，如圖 3 所示。該環(huán)路將產生最高頻率，應被視為降壓轉換器中 EMI 最關鍵的環(huán)路。 區(qū)域 A 2中的電流 dI/dt幾乎沒有 A 1中的那么高，并且通常產生的噪聲要少得多。

圖 3

在設置降壓轉換器的 PCB 布局時，陰影區(qū)域 A 1應盡可能小。

有關布局的實用技巧，請參閱 第 7 章。

4.輸入輸出濾波

在理想情況下，輸入和輸出電容器對于降壓轉換器開關電流的阻抗非常低。但在實際應用中，電容會存在 ESR 和 ESL，這會增加電容阻抗并導致電容兩端出現超高頻電壓降。該電壓將在電源輸入線和負載連接中感應出電流，如圖 4 所示。

圖 4

由于降壓轉換器輸入電流的不連續(xù)性以及轉換器的電源線通常很長，因此輸入環(huán)路 A 3可能會大量輻射或導致在傳導 EMC 測量中超過傳導發(fā)射水平（150kHz ~ 30MHz樂隊）

為了降低 Cin 兩端的電壓降，請使用低 ESR MLCC 類型和多個不同尺寸的電容器，例如 2x10μF 1206 和一個 22n~100nF 0402 或 0603 尺寸類型靠近降壓 IC。為了減少輸入環(huán)路中的噪聲，強烈建議在輸入線路中添加額外的 LC 濾波。當對 L2 使用純電感時，可能需要添加電解電容器 C3 以抑制任何輸入電源振鈴并確保穩(wěn)定的輸入電源。

為了過濾輸出，還可以為 Cout 使用多個不同尺寸的 MLCC。小型 0603 或 0402 尺寸 22nF~100nF 的電容器可以更好地阻擋高頻噪聲，這些高頻噪聲可能從開關節(jié)點通過電感器 L1 的寄生電容耦合到輸出端。額外的 HF 磁珠將避免輸出環(huán)路成為有效的環(huán)形天線。應該注意的是，輸出中的高頻磁珠會惡化負載瞬態(tài)響應和負載調節(jié)。如果應用負載在這方面很關鍵，則不要使用磁珠，而是將轉換器放置在盡可能靠近負載的位置，并通過在輸出中使用銅平面來最小化環(huán)路面積。

圖 5：降壓轉換器輸入和輸出濾波

5. 降低降壓轉換器開關速度

如果降壓轉換器電路的輻射水平仍然超過要求水平并且無法改進布局或濾波，則降低降壓轉換器開關速度有助于降低輻射水平。為了了解可以實現的輻射減少，讓我們檢查不連續(xù)電流脈沖波形的頻率內容。

圖 6 左側顯示了作為梯形波的簡化電流波形，周期為 T PERIOD，寬度為 T W，上升和下降時間為 T RISE。頻域將由基頻和許多高次諧波組成。高次諧波的脈沖寬度、上升/下降時間和幅度之間的關系可以通過傅里葉分析得出，如圖6右側所示。

圖 6：脈沖波形的諧波含量

圖 6 的頻率值基于 800kHz 開關信號的示例，脈沖寬度為 320nsec，上升和下降時間為 10nsec。輻射EMI問題經常發(fā)生在50MHz~300MHz范圍內，可以看出增加上升和下降時間會使f R 點移到較低的頻率，而高頻會以40dB/dec的速度更快地滾降。在較低的頻率范圍內，較慢的上升和下降時間的影響非常有限。

在自舉電路中添加串聯(lián)電阻。

開關波形上升時間由高邊 MOSFET Q1 的開啟速度決定。Q1 由一個浮動驅動器驅動，該驅動器通過自舉電容器 Cboot 供電。在集成降壓 IC 中，C boot 通過內部穩(wěn)壓器（通常為 4~5V）充電。見圖 7 左側。

圖 7：在自舉電路中添加串聯(lián)電阻

增加降壓轉換器開關波形和電流脈沖的上升時間可以通過減慢高側 MOSFET 的開啟速度來實現，這可以通過在 Cboot 上串聯(lián)一個電阻 Rboot 來實現，如圖 7 右側所示。Rboot 的值取決于高端 MOSFET 的大小。對于大多數應用，使用大約 5~10Ω。對于較?。ㄝ^高 Rdson）的 MOSFET，允許較大的 Rboot 值。Rboot 值過高可能會導致高占空比應用中的 Cboot 充電不足，或導致 IC 電流檢測不穩(wěn)定。較慢的 MOSFET 開啟也會增加開關損耗并降低效率。

在設計中，如果 MOSFET 是外部的，則可以在高端 MOSFET 柵極中添加一個串聯(lián)電阻。這將增加高邊 MOSFET 的開啟時間和關閉時間。

當高端 MOSFET Q1 關斷時，電感電流將為 Q1 的寄生輸出電容充電并為 Q2 的寄生輸出電容放電，直到開關波形低于地電位并激活 Q2 的體二極管。因此下降時間基本上由電感峰值電流和開關節(jié)點處的總寄生電容決定。

圖 8 顯示了典型布局中降壓轉換器 IC 的寄生組件示例。

圖 8

寄生電容是由 MOSFET Coss 和基板電容引起的。從 IC 引腳到硅芯片的鍵合線會有一些寄生電感。這些寄生元件與 PCB 布局寄生電感和輸入濾波電容 ESL 相結合，將在開關波形中引起高頻振鈴。當 MOSFET Q1 開啟時，正邊沿的振鈴頻率主要由 Coss Q2 和 MOSFET 開關環(huán)路中的總寄生電感 （Lp VIN + Lp GND + Lp LAYOUT + ESL CIN ） 決定。

當 MOSFET Q1 關斷時，下降沿的振鈴頻率主要由 Coss Q1 和低端 MOSFET 源極對地的寄生電感 （Lp GND ） 決定。

圖 9

圖 9 顯示了具有快速上升和下降時間以及上升沿和下降沿振鈴的開關波形示例。由于寄生電感中存儲的能量??I 2 ?Lp，振鈴幅度將隨著負載電流的增加而增加。頻率范圍通常在 200~400MHz 左右，會產生高頻 EMI 輻射。過度振鈴通常表明電路寄生電感較大，應檢查布局是否存在較大的環(huán)路或 Vin 或接地中的細走線。元件封裝也會影響振鈴：由于鍵合線的電感比柱式鍵合更高，鍵合線封裝的性能會比倒裝芯片封裝差。

RC 緩沖器阻尼

添加 RC 緩沖器可以有效地抑制振鈴，但會增加開關損耗。

RC 緩沖器應盡可能靠近開關節(jié)點和電源地。在帶有外部 MOSFET 的降壓轉換器中，RC 緩沖器應直接放置在低側 MOSFET 的漏極和源極之間。圖 10 顯示了 RC 緩沖器的放置。

圖 10

緩沖電阻器 Rs 的目的是為寄生諧振 LC 電路增加足夠的阻尼。Rs 的值取決于所需的阻尼和電路的寄生 L & C 組件，由下式給出：

其中 ξ 是阻尼因子。通常 ξ 的范圍可以從 0.5（略微欠阻尼）到 1（臨界阻尼）。

寄生 Lp 和 Cp 的值通常是未知的，最好通過以下方式測量：

1.在上升沿測量原始振鈴頻率 f RING 。

2. 在開關節(jié)點到地之間添加一些小電容，觀察振鈴頻率變低。繼續(xù)增加電容，直到振鈴頻率為原始振鈴頻率的 50%。

3. 振鈴頻率降低 50% 意味著總諧振電容是原始電容的四倍。因此，原始電容 Cp 是附加電容的 1/3。

4. 現在可以計算寄生電感 Lp

RC 緩沖器的串聯(lián)電容 Cs 需要足夠大，以使阻尼電阻能夠在電路振鈴期間執(zhí)行穩(wěn)定的諧振阻尼。由于電容器在每個開關周期的充電和放電，電容器的太大值會增加功率損耗。通常選擇 Cs 比電路寄生電容大 3~4 倍。

除了諧振阻尼之外，RC 緩沖器還會略微增加開關波形的上升和下降時間。然而，緩沖電容的充電和放電會在開關轉換期間產生額外的開關峰值電流尖峰，這可能會增加低頻區(qū)域的 EMI。

放置 RC 緩沖器后，請務必檢查電路的總功率損耗：轉換器效率會下降，尤其是在高開關頻率和高輸入電壓下。

RL 緩沖器阻尼

在開關電路中抑制振鈴的一種不太明顯的方法是添加一個與諧振電路串聯(lián)的 RL 緩沖器。帶有 RL 緩沖器的降壓轉換器如圖 11 所示。目的是在諧振電路中添加少量串聯(lián)電阻，足以提供一些阻尼。由于開關電路的總電阻通常很低，這個阻尼電阻 Rs 也可以很低，大約為 1Ω 或更小。選擇電感器 Ls 以在低于諧振的頻率下提供低阻抗，基本上是為了在低頻范圍內短路阻尼電阻。由于振鈴頻率通常很高，因此所需的電感器也可以很小，大約為幾 nH，這可以通過幾毫米的薄 PCB 走線來實現，所以它不會顯著增加循環(huán)面積。也可以使用與 Rs 平行的非常小的珠子來代替 Ls；在這種情況下，磁珠必須在遠低于諧振頻率的頻率下具有低阻抗，并且必須具有足夠的電流額定值以用于輸入 RMS 電流。

圖 11

RL 緩沖器最好放置在靠近功率級輸入節(jié)點的位置。RL 緩沖器的一個缺點是它會在高頻區(qū)域的開關環(huán)路中產生阻抗 Rs。在非?？焖俚拈_關轉換期間，開關電流脈沖將在 Rs 上產生一個短電壓毛刺，從而在功率級輸入節(jié)點上產生一個小電壓毛刺。如果此 VIN 電壓毛刺達到過高或過低的值，則可能會影響功率級開關或 IC 操作。添加 RL 緩沖器時，請務必在最大負載切換期間檢查 VIN 節(jié)點上的電壓毛刺。

6. 實例

本章展示了降壓轉換器設計的幾個方面對 EMI 的影響。我們使用RT7297C HZSP，這是一款靈活的 800kHz、3A 電流模式降壓轉換器，采用 PSOP-8 封裝，在 12V – 3.3V/3A 應用中進行了測試。測試裝置的示意圖如圖 12 所示。

圖 12

測試板有兩種版本：一種帶有全銅接地層，另一種沒有接地層。

該板具有多個選項，例如 LC 輸入濾波器、不同的輸入電容器放置、Rboot 和 RC 緩沖器選項以及輸出 LC 濾波器選項。具有不同選項的測試布局如圖 13 所示。

圖 13：EMI 測試板

測試測量設置如圖 14 所示。

圖 14

當被測板放置在實驗室桌面上時，PCB 電流回路和布線將向環(huán)境輻射 HF 能量。

這種輻射會作為電源線中的高頻共模電流返回電路板。參見圖 15。電源引線中的高頻共模電流基本上是來自電路板的組合輻射場電流，在做實驗時可以用作輻射發(fā)射的指示。

圖 15：場輻射引起的共模電流

轉換器的輸入電源由 3S （~12V） 鋰離子電池提供，獨立于其他實驗室設備。電池引線兩端有一個電解電容器，以消除由于電池電感引起的諧振。

轉換器負載是一個 1Ω 電阻器與一個 10μF MLCC 電容器并聯(lián)。這為高頻低阻抗轉換器提供了 3A 負載。

電池端輸入線的地線通過 100Ω 連接到實驗室工作臺地。這為電路提供了一個接地參考，其阻抗類似于 EMC 測量 LISN 網絡。

自制的 EMI 電流測量工具（見 第 8 章）可以放置在電源輸入和輸出線中。在本報告中，我們使用示波器查看測量的 HF 電流信號，該信號將顯示轉換器開關轉換期間的高頻毛刺。對于這些重復的開關信號，可以讓示波器計算噪聲信號的FFT，來查看被測電流的頻率成分。盡管這不如頻譜分析儀準確，但它對于簡單電路的實驗和判斷仍然非常有用。

輸入電容放置

實驗一：Cin 遠離 IC

圖 16 中的布局顯示了輸入電容器的錯誤放置，導致開關環(huán)路具有大量寄生電感。（布局有一些額外的間隙以增加循環(huán)區(qū)域）

圖 16

我們首先通過測量輸入線中的共模電流對輻射噪聲進行一般檢查

圖 17：輸入線中的共模電流測量

圖 17 右側顯示共模電流極高，并延伸到很寬的頻帶。

我們可以通過使用環(huán)形天線搜索 PCB 上的輻射場來檢查共模電流的來源。當環(huán)形天線工具放在輸入環(huán)路上方時，示波器在 Cin 環(huán)路上方高達 200MHz 的中低頻范圍內顯示大量輻射噪聲，見圖 18。

我們還看到開關波形有很大的過沖和振鈴，實際上超過了 IC 額定電壓。因此，輸入電容放置不當會導致高輻射和大波形振鈴。

圖 18：測量單面 PCB 上大 C IN環(huán)路的輻射場

如果我們在底部有接地層的電路板上進行相同的測量，可以看出帶有接地層的大 Cin 環(huán)路的輻射遠低于單面板的輻射。帶有接地層的電路板中的開關振鈴也略低，見圖 19。

圖 19：帶接地層的雙面 PCB 上的大 C IN環(huán)路

來自大環(huán)路的 HF 磁場在底部接地平面中產生渦流，從而產生相反方向的磁場，部分抵消了原始磁場。接地層離環(huán)路越近，它就越有效。

實驗 2：Cin 更靠近 IC。

我們繼續(xù)使用單面 PCB，并將 Cin 電容器放置在靠近 IC 的位置，從而使 Cin 回路更小。見圖 20。

圖 20：更好的 C IN布局

開關過沖和振鈴降低了約 50%，輻射發(fā)射下降了約 10dB。

頻段現在擴展到 300MHz 范圍。

圖 21

重要的是要認識到更好地放置 Cin 將改善開關波形過沖和振鈴并減少 HF 輻射。

在RT7297C HZSP 中，散熱焊盤沒有連接到裸片，因此與散熱焊盤的布局銅連接不會縮短 Cin 環(huán)路。高側和低側 MOSFET 通過多條焊線連接到 VIN 和 GND 引腳。所以最短的循環(huán)是通過這兩個引腳。

實驗 3：在 IC VIN 和 GND 引腳之間直接添加一個額外的 10nF 小電容。

圖 22 顯示了放置：Cin 回路現在基本上由 IC 引腳、鍵合線和 0603 電容器尺寸決定。

圖 22

開關波形過沖實際上已經消失，但出現了較低頻率的振鈴。

測量回路必須放置在更靠近 PCB 的位置：高頻噪聲消失了，但在 25MHz 附近的低頻區(qū)域有一個很大的峰值。

圖 23：在 ic GND 和 VIN 引腳之間添加單個 10nF 0603

低頻諧振是兩個電容器并聯(lián)在不同回路中具有不同諧振的結果。這通常發(fā)生在 EMI 故障排除期間，應識別環(huán)路和諧振。在這種情況下，10nF 與 4nH 寄生電感（約 3mm 導體長度）諧振，產生 25MHz 諧振。諧振回路是帶有 IC 引腳、鍵合線和布局走線的小型 0603 電容器，形成一個長度約為 3mm 的回路。

解決方案可以通過添加一個 ESR 稍高的 1206 22μF 大電容與 10nF 小電容并聯(lián)來找到。

具有最佳 Cin 電容器位置的布局如圖 24 所示。

圖 24

采用上述方案，單面板開關波形過沖基本消失，環(huán)形天線的輻射噪聲拾取也非常低；FFT 波形主要處于本底噪聲水平。

圖 25：具有最短 C IN 循環(huán)的最終解決方案

如果我們現在用 HF 電流探頭測量輸入線中的共模電流，我們會看到共模噪聲下降了很多，與第一次測量相比，在某些頻率下下降了 30dB 以上。這意味著現在電路板的總輻射水平非常低。

圖 26：最終解決方案共模測量

輸入電源線濾波

輸入電源線中的高頻電流包括差模電流和共模電流?？梢酝ㄟ^最小化電路板布局中高 dI/dt 電流環(huán)路的面積來降低共模噪聲。輸入線差模電流有不同的來源。可以用自制的電流探頭將+和-線以相反方向穿過磁芯進行測量，如下圖27所示：

圖 27：差模電流測量

我們測量的差分電流是由降壓轉換器脈沖輸入電流通過輸入電容器引起的，如果輸入電容器包含在回路中，則會導致輸入電容器的電容和 ESR 和布局 ESL 上出現電壓降。該電壓降導致輸入電源線中的差模電流。

可以通過增加輸入電容來減小這種差模電流，但是在輸入線中添加一個小的 LC 濾波器會更有效，如圖 28 右側所示。

圖 28：輸入過濾

沒有額外的輸入過濾器帶輸入濾波器 10μF 1206 MLCC + 0603 磁珠 2A BLM18PG121SN1帶輸入濾波器 10μF 1206 MLCC + 1μH 電感 LQH3NPN1R0 1.5A

圖 29

從圖 29 可以看出，添加一個磁珠 + 電容器將去除除 800kHz 基波之外的所有高頻；使用 1μH 電感 + 電容將消除包括基波在內的所有差模噪聲。

輸出線濾波

在測量輸出電源中的差模時，由于沒有高 dI/dt 的連續(xù)輸出電流，高頻成分并不多。然而，高達 30MHz 左右的低頻噪聲相當大。輸出引線中的大部分差分電流是由經過輸出電容的轉換器電感紋波電流引起的，輸出電容也有一定的 ESR。如圖 30 所示，通過磁珠和 MLCC 電容器添加一個額外的 LC 濾波器將消除大部分差分噪聲。

圖 30：輸出濾波

測量 3.3V 輸出引線中的差模電流無需額外的輸出濾波器帶輸出濾波器 22μF 1206 MLCC + 0603 磁珠 4A BLM18SG700TN1

圖 31

很多時候，一些電感雜散磁場也會耦合到輸出環(huán)路中。

屏蔽電感器類型的雜散場低，不易耦合到輸出環(huán)路。但在使用非屏蔽或半屏蔽電感的情況下，負載的輸出環(huán)路面積需要最小化以避免雜散磁場耦合。

通過在自舉電路和 RC 緩沖器中添加串聯(lián)電阻來減少振鈴。

在本實驗中，我們使用帶有輸入電容器位置的雙面電路板，如實驗 2 所示。這種設置會從輸入環(huán)路產生大量輻射。

圖 32

作為參考測量，輸入電源共模電流是在沒有 Rboot 或 RC 緩沖器的情況下測量的。開關波形顯示 5V 過沖，振鈴頻率為 238MHz。電源線中的共模電流顯示出相當大的高頻噪聲，見圖 33。

圖 33：參考測量開關波形和共模電流

RT7297C的高端 MOSFET （110mΩ） 相對較小，因此在自舉電路中添加低值串聯(lián)電阻的影響相對較小。發(fā)現 Rboot 需要超過 20Ω 才能看到開關波形的任何變化。下圖顯示了 0Ω 的原始波形（灰色參考）和添加 33Ω 串聯(lián)電阻時的新波形，將過沖降低到 3V。這種變化對共模電流的影響非常小，在這個簡單的測量設置中幾乎無法測量。

圖 34 ： 添加 33Ω R啟動前后的振鈴

為了確定 RC 緩沖值，我們使用第 5 章中描述的方法 ：

原始 f RING = 238MHz。加上 220pF 后，f RING變?yōu)?114MHz。因此，CP 為 220pF/3 = 73pF。

L P可以從 ; L P = 6.1nH。

R S可以從 ; 當我們使用 ξ = 0.5 時，我們得到 R S = 9.1Ω，我們選擇 8.2Ω

C S選擇 4xC P 并變?yōu)?330pF。

RC 緩沖器前的波形RC 緩沖器后的波形帶緩沖器的共模

圖 35：RC 緩沖器對開關波形和共模電流的影響

添加 RC 緩沖器將降低 5dB 左右的高頻范圍內的共模電流。

上升沿干凈無振鈴下降沿變化不大

圖 36：兩種解決方案的開關波形：RC 緩沖器 8.2Ω & 330p 和 33Ω R啟動

圖 37 ：添加snubber 和 R boot時的效率差異

可以看出，Rboot 對效率的影響很小，除了在較高負載時效率下降很小。

RC 緩沖器對效率的影響更大，尤其是在中低負載范圍內，但仍然只有 1~2% max，這是可以接受的。應該注意的是，在更高開關頻率和更高輸入電壓下工作的降壓轉換器在應用緩沖器時會顯示出更高的損耗。

7. 降壓轉換器布局技巧

良好的降壓轉換器布局始于良好的關鍵組件放置位置規(guī)劃。

1. 在對噪聲敏感的應用中，選擇采用小型、低電感倒裝芯片封裝的降壓轉換器。

圖 38：不同的封裝會給出不同的輸入環(huán)路面積和雜散電感。

2. 確定開關回路的 VIN 和 GND 節(jié)點，并在這些節(jié)點之間盡可能靠近放置不同尺寸的輸入電容，最靠近節(jié)點的最小電容。該輸入開關環(huán)路承載非常高的 dI/dt 電流，應盡可能小。

圖 39：不同輸入電容布局的布局示例

3. 將輸出電容接地放置在不與輸入電容開關回路重疊的區(qū)域：這可能會在輸出電壓中產生額外的高頻噪聲。

圖 40

4、開關節(jié)點和BOOT管腳的走線帶有很高的dV/dt電壓，會引起一定的電場輻射，所以走線的覆銅面積要保持相對較小，并遠離其他敏感信號。

5、轉換器小信號部分應遠離大功率開關部分。小信號部分的接地最好是干凈的低噪聲接地點。請勿在 VIN 去耦電流或輸出紋波電流流過的區(qū)域將小信號部分接地，參見圖 41 左側。

圖 41

6. 不要在關鍵回路的元件布局中使用熱釋放，它們會產生額外的電感

參見圖 41 右側。

7. 使用地平面時，盡量使這些平面保持在輸入開關環(huán)路下方。任何在該區(qū)域切割接地層的走線都會降低接地層的有效性。信號過孔會在接地層上形成孔洞，同時也會增加阻抗。

8、過孔可以用來連接去耦電容和IC地到地平面，可以縮短環(huán)路。但請記住，過孔電感的范圍為 0.1~0.5nH（取決于過孔厚度和過孔長度），并且可能會增加總環(huán)路電感。應使用多個過孔來實現較低阻抗的連接。

圖 42

在上面的示例中，底部接地層的額外過孔對減少 Cin 環(huán)路沒有太大幫助。但在頂層環(huán)路較長的其他情況下，通過通孔到接地層來減少環(huán)路面積是非常有效的。

9. 請注意，使用接地層作為回路電流的返回會使接地層產生噪聲。您可以使用局部接地層進行隔離，并將其連接到噪聲最低的點處的主接地。

10. 接地層越靠近輻射環(huán)路，其環(huán)路屏蔽效果就越強。在多層 PCB 中，將實心接地層放置在第 2 層，直接位于承載高功率電流的頂層下方。

11. 非屏蔽電感會產生大量的雜散磁場，這些雜散磁場會輻射到其他回路或濾波元件中。對噪聲敏感的應用應使用半屏蔽或全屏蔽電感，敏感信號和環(huán)路應遠離電感。

8. 您可以自己構建的簡單 EMI 探測工具

測量 EMI 合規(guī)性通常意味著您必須將原型產品帶到 EMI 設施進行測試。這些通常是消聲室中的 3m 站點，具有使用天線和昂貴的測量接收器的特殊測量設置。測量數據顯示了完整設置的最終結果，但從這些 3m 測量中找出特定輻射頻率發(fā)射的根本原因并不總是那么容易。

可以在實驗室環(huán)境中對原型產品進行一些基本的 EMI 測量，并單獨檢查系統(tǒng)模塊。這些測量通常是近場（測量距離 《 0.16λ），因此要測量源自電流回路的輻射，您需要一個小型環(huán)形天線來測量高頻磁場。使用一根細長的 50Ω 同軸電纜可以很容易地自己制作一個小型電屏蔽環(huán)形天線：參見圖 43。

圖 43：環(huán)形天線結構

環(huán)形天線可以連接到頻譜分析儀，通過在應用程序的 PCB 上移動環(huán)形天線，您可以看到哪些區(qū)域會發(fā)射大量高頻磁場。您還可以將環(huán)形天線連接到示波器（以 50Ω 端接），示波器將顯示 PCB 某些區(qū)域的開關噪聲水平。通過將環(huán)路保持在固定的距離和位置，并對電路/PCB 環(huán)路進行一些更改，您可以檢查輻射噪聲水平是否會增加或減少。

由于電源線的輻射對 EMI 水平有很大影響，因此您還可以測量布線中的高頻電流。并非所有電流探頭都有足夠的帶寬來突出 EMI，但 EMI 鐵氧體磁芯上的幾個繞組將形成一個高頻電流互感器。構造類似于環(huán)路工具，但現在環(huán)路圍繞鐵氧體磁芯轉了 3 圈。參見圖 44。

圖 44：高頻電流探頭結構

現在可以通過將電纜穿過鐵氧體磁芯來測量電纜中的高頻電流。電流互感器輸出可以連接到頻譜分析儀或示波器（端接 50Ω）。

為了避免共模電流從被測設備流到測量設備，建議在電纜中添加一個共模扼流圈：這可以通過在電纜中放置一個帶有幾個繞組的夾式 EMI 磁芯來實現。分析儀。

圖 45

將正極和負極電源線沿相同方向通過磁芯將測量電源線中的共模電流。反轉一根線的方向將測量差模電流，參見圖 45。

另一個方便的工具是電流嗅探器。它是一種開芯的微型電流互感器，見圖 46。它可用于測量銅跡線或元件引腳中的高頻電流。

圖 46：電流吸槍探頭結構

建立自己有點困難。您可以從一個小的兩孔鐵氧體磁珠研磨開芯并添加大約 4~5 個繞組，然后將繞組連接到同軸電纜。最好將磁芯放置在屏蔽開口中。使用此工具時，您應該知道它也可以拾取一些電場。要確定測量結果是磁場拾取還是電場拾取，可以將工具在跡線上旋轉 90 度。磁場測量將幾乎減少到零，電場拾取幾乎不會改變。

圖 47：當前吸槍探頭的使用

電流嗅探探頭可讓您檢查各種高頻電流如何流過電路板和元件引線。它甚至可以顯示電流如何流過銅平面：您會發(fā)現銅平面中的高頻電流會選擇最短路徑。也可以測量接地層中的渦流。

本文檔中的所有測量均使用此處描述的工具進行。

9. 結論

解決 EMI 可能很復雜，尤其是在不知道輻射源的完整系統(tǒng)中。對開關轉換器中的關鍵高頻信號和環(huán)路、元件和更高頻率下的布局行為有一些基本知識，并使用一些簡單的自制工具，可以排除 EMI 故障、查明輻射源并找到低成本解決方案以減少輻射。

降壓轉換器的主要輻射源是轉換器輸入開關回路，而這個回路應該是第一個焦點。具有不同封裝結構的開關轉換器可以在尋找最佳元件放置以實現最低 EMI 輻射方面發(fā)揮作用。

降低轉換器開關速度有助于降低 EMI，但這不應該是降低 EMI 的首要措施。只要接地層是實心的并且盡可能靠近輻射環(huán)路，通過接地層進行屏蔽是有效的。輸入和輸出電源引線的濾波有助于降低傳導 EMI 水平。