本文介紹一種補償直接耦合的AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移的技術。

直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應。由于該設計省去了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

電容器耦合輸出

圖1顯示了一個電容器耦合輸出，其中截止低頻由負載R（通常為8Ω）和電容器Cc決定。在此示例中，電容器Cc阻止了可能出現在輸出中的任何DC偏移。

圖1電容器耦合輸出的截止低頻由負載，電容器Cc和輸出網絡決定。

直接耦合輸出

在直接耦合的對象中不是這種情況（圖2）。其較低的截止頻率不受輸出限制，因此前級的任何波動都將導致DC值波動，從而導致直流電流流經負載（揚聲器）。除了降低放大器的動態范圍和THD之外，這也是為什么有時在打開或關閉分立音頻放大器時會聽到“喀噠”聲的原因。

圖2直接耦合輸出的較低截止頻率不受輸出限制。

為了糾正此問題，我們將首先進行深入分析，以了解離散雙極結型晶體管（BJT）音頻放大器的DC偏移背后的原因。接下來，我們將設計一種方法來消除或至少減輕該問題。

首先，創建一個簡單的放大器模型，包括主要階段。

放大器的簡單模型圖3，這是放大器的簡單模型。

顧名思義，VAS（電壓放大器級）是一種系統元件，用于放大來自輸入的信號，從而通過驅動器級（通常是公共發射器）驅動AB級。驅動器連接到AB級，AB級是互補的射極跟隨器，可提供高電流增益。最后，負反饋環路會影響VAS級的增益，從而使整個系統線性且穩定。

VAS級通常使用差分放大器架構構建，其中一側接收輸入信號，另一側接收負反饋信號。為了簡單起見，讓我們用一個運算放大器代替VAS（僅用于說明失調問題），并分析級數和失調之間的關系，這在數學上已有所討論。

簡化的放大器忽略輸出級圖4 VAS和驅動器的簡化模型將為我們提供有關輸出DC偏移的寶貴見解。

圖4顯示了簡化的VAS和驅動程序。這個簡單的模型將為我們提供有關輸出直流偏移的寶貴見解。R1和R2形成局部負反饋，而Rf1和Rf2形成全局負反饋網絡。通常為公共發射極級的驅動器產生負增益-G。為簡單起見，忽略了AB級，因為對于射極跟隨器，電壓增益約為-1。

VAS增益由R1和R2之間的關系，R2 》》 R1和Va1 = Va2 = Va確定。驅動器增益非常高，因此整個放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關系：

（Vin-Va）/ R1 =（Va-Vo’）/ R2

Va = Vo ×Rf2 /（Rf2 + Rf1）

替換Va并進行操作，我們得到：

Vin = Vo ×［Rf2 /（Rf2 + Rf1）×（R1 + R2）/ R2 + R1 /（G × R2）］

（R1+ R2）/ R2?1 R1 /（G × R2）?0

Vo = Vin ×（Rf2+ Rf1）/ Rf1（1）

這并不是一個令人印象深刻的結論，因此，讓我們分析一下Vo與驅動器輸入Vo上的電壓（接地）之間的關系：

Va1 = Vo’×R1 /（R2 + R1）Va2 = Vo × Rf2 /（Rf2 + Rf1）Va1= Va2

Vo = Vo’×R1 /（R2 + R1）×（Rf2 + Rf1）/ Rf2（2）

最后一個方程式非常重要，因為它顯示了驅動器級的直流電壓和放大器的輸出直流電壓之間的關系，表明Vo的較小波動會在Vo中產生較大的偏移。

如前所述，驅動器級通常由一個簡單的共發射極級（圖1中的Q3）和一個固定所需的基極至發射極電壓的小電阻器（Rpol）組成。該晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此此階段的集電極電流在毫安范圍內并不罕見。

讓我們暫時忘記溫度的影響，因此，當我們第一次打開電路時，我們會校準VAS，以使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間，零伏。如果未施加任何信號，則由于AB級是電壓跟隨器（共集電極），驅動器晶體管Q3保持大部分VEE電壓（VEE-VBE），因此Q3上流過偏置電流IBias，因此Q3消耗了大約功率由下式決定：

PQ3?VEE× IBias

該功率正在加熱Q3，并且該熱量以-2.2 mV /°C的已知速率改變了器件的Vbe，從而改變了先前調整的輸出DC電壓。

如果晶體管開始加熱，例如比環境溫度高40°C，則其Vbe將下降約88 mV。

在晶體管溫度升高時出現的這個較小的Vbe要求使VAS的輸出處的Vo‘（電壓已在前面解釋）相應地發生變化，從而在輸出處產生DC電壓漂移。

一個真實的例子

圖5中的電路說明了到目前為止已解釋的內容。

溫度漂移補償電路圖5這是該電路的一階實際實現。

為了保持較低的失調，將Vo設置為盡可能接近零是很方便的。這就是Rset的目的，Rset代表多圈微調。

這里，基準電壓和Vo’之間的關系為：

Vo’=Vbase ×（Rpol + Rset）/ Rpol

因此，基于基極-發射極電壓變化的輸出電壓漂移為：

Vo = Vbase ×（Rpol+ Rset）/ Rpol × R1 /（R2 + R1）×（Rf2 + Rf1）/Rf2（3）

通過這個方程式，我們可以計算出驅動電壓的每°C變化，輸出電壓將變化多少，例如，如果我們給元件分配值（取自真實放大器），例如：

Vo = -2.2mV /°C ×（120 + 4K）/ 120 × 470/（15K + 470）×（2K2 + 10K）/ 2K2

Vo = -12.8 mV/°C

PQ3?24V× 5mA = 0.12W

假設第三季度采用TO92封裝。在這種情況下，可以使用此封裝的結至環境熱阻來計算結溫增量：

Rθja=200°C /瓦

Δ溫度=200°C / W × 0.12W = 24°C

ΔVo=24°C ×（-12.8 mV/°C）

ΔVo=-305mV

總之，如果不應用補償，則輸出將漂移約305 mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應。如果環境溫度由于任何原因升高，則此偏移量可能會增加。

如何減輕這種影響

Q3的基極-發射極電壓由Rpol固定，因此補償Vbe電壓變化的一種方法是使Rpol以某種方式遵循此變化。這可以通過使用與溫度相關的電阻器（如Rpol）連接到晶體管（如熱敏電阻）來實現。由于Vbe的變化率為負，因此熱敏電阻必須為NTC。

讓我們計算Rpol所需的熱系數：

IRpol（可以認為是恒定的）流過Rpol，并且Vbe等于VRpol：

Rpol = Vbe / IRpol

（dRpol）/（dVbe）= 1 / IRpol

ΔRpol=1 / IRpol ×ΔVbe

在我們的示例中，Rpol =120Ω和IRpol = 5.6mA，因此：

?Rpol= 1 / 5.6mA ×（-2.2mV/（°C））

ΔRpol=-0.4Ω/（°C）

我們需要找到在25°C時具有精確熱系數和電阻值的熱敏電阻。由于這是不可能的，因為大多數NTC熱敏電阻具有更高的溫度系數，因此解決方案是將一個或多個較高值的熱敏電阻與Rpol并聯。

這是模擬熱敏電阻溫度依賴性的方程式：

Rth = Rth0 × eB（1 / T-1 / T0），

其中Rth0是環境溫度（我們要計算的）下的熱敏電阻電阻，B是參數，通常為3400°K，T為絕對溫度，T0為環境溫度，約為298.16°K。

因此，環境溫度下的斜率可以這樣計算：

（dRth）/dT =（-B × Rth0 × eB（1 / T-1 / T0）/ T2）

這是每°C的電阻變化率：

（dRth）/dT = -38.24e – 3 ×Rth0 ［Ω/（°C）］

熱敏電阻與Rpol并聯：

R || =（Rth× Rpol）/（Rth × Rpol），

和：

dR || / dRth = Rpol2/（Rth0 × Rpol）2

這樣我們得到了并聯電阻的變化：

ΔR||= Rpol2 /（Rth0 ×Rpol）2× ?Rth

并用每°C的熱敏電阻電阻增量代替：

ΔR||= Rpol2 /（Rth0 ×Rpol）2×（-38.24e – 3 × Rth0 ［Ω/（°C）］）

現在，我們可以為正在分析的示例計算Rth0：

-0.4Ω/（°C）= 1202 /（Rth0 × 120）2 ×（-38.24e – 3 × Rth0 ［Ω/（°C）］）

Rth0 = 1.12KΩ

為了實用，可以將熱敏電阻的值取整至1.2KΩ。

注意事項

熱敏電阻應比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度將等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也將減少熱慣性，使系統更快地達到穩態。應使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。

測試概念

為了確定該概念對電路的真實行為建模的準確性，我構造了一個測試電路。由于沒有1.2KΩ的熱敏電阻（NTC 0402），我并聯了8個10KΩ的熱敏電阻（0402Murata NCP15XH103D03RC）（圖6），以產生非常相似的值（1250Ω）。請注意，并聯連接熱敏電阻不會改變我們計算出的溫度系數。

溫度傳感器圖6這是一個1.25KΩ熱敏電阻，由八個并聯的10KΩ熱敏電阻制成。

然后，我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側，并將其與Rpol（在板的另一側是SMD電阻器）并聯。

安裝的傳感器原理圖圖7先前原理圖（圖6）中所示的熱敏電阻熱粘合到Q3。

最后，在這里我們可以看到在連接有（橙色線）和沒有（藍色線）熱敏電阻的情況下輸出電壓漂移，在此狀態下，經過大約2分鐘后達到了穩態。

輸出電壓漂移圖圖8在這里我們可以看到在連接有（橙色線）和沒有（藍色線）熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移。

閱讀更多設計思想電路的補償響應（橙色線）比未補償響應（藍色線）要平坦得多，這表明補償正在起作用。斜率為負的事實可能意味著它有點補償過了，但這不是問題，因為直流漂移仍然很小。

還值得一提的是，我們在25°C下計算了所需的溫度系數，但熱敏電阻不是線性的。這意味著溫度系數在整個范圍內不是恒定的。但是，由于補償旨在在有限的溫度范圍內工作，因此可以忽略熱敏電阻的非線性。