▎引言 ▎

電動汽車的蓄電池充電器需要在電網連接和蓄電池之間進行電流隔離。因此，電動汽車充電器幾乎總是有兩個級：一個高電能質量整流器，將AC轉換為DC;然后是DC-DC轉換器，利用高頻變壓器進行電流隔離。

SiC FET和二極管的高開關頻率可以滿足使用“舊的”和簡單的電路拓撲的充電器要求，而這種拓撲在硅基開關器件中是不切實際的。例如，用于單相整流的圖騰柱功率因數校正器(TPPFC)和用于三相整流器的無處不在的兩電平電壓源逆變器(2L-VSI)。

本文概述了許多三相整流器選項中的一些，簡要介紹了調制選項，以及功率半導體損耗的比較。

▎拓撲選擇 ▎

假設我們需要為400或480 VAC線路RMS設計一個22 kW的三相整流器，也稱為有源前端整流器(AFE)。這意味著需要功率因數校正，但功率流可以是單向的。成本、諧波失真、效率、尺寸和重量是重要的設計標準。為了實現低諧波失真，需要進行有源功率因數校正。

對于任何有單相PFC經驗的人來說，三個獨立的助推器可能是一個有吸引力的選擇。圖1顯示了許多可能的實現方法中的兩種。

圖：1(a)三PFC，(b)三TPPFC

在電動汽車充電器中，每個升壓器(booster)必須向單獨的隔離DC-DC轉換器供電，這些轉換器輸出是并聯在一起的。這是一種可行的方法。通過消除輸入二極管電橋并使用圖騰柱拓撲，可以略微提高傳統PFC升壓器的效率，其示例如圖1(b)所示。

12個功率半導體(一些可能是二極管而不是FET)使得這種方法不那么吸引人，因為在三電平拓撲中，相同數量的器件可以產生成本更低、更小的線路濾波器的好處。

圖2：兩種簡單但不可行的拓撲：(a)二極管橋后的升壓電路，(b)帶升壓電路的線路電感

由于高失真、尺寸、重量和成本，三線電感器之前的三相二極管電橋已經過時。如圖2(a)所示，在三相二極管電橋之后添加一個升壓開關和二極管，將由于開關頻率比線頻率高得多而縮小電感器。然而，由于失真，這只在某些情況下有效，因此不可行。

在圖2(b)中，與傳統單相PFC一樣，二極管電橋后的單個升壓電路會產生不可接受的諧波失真，約為30%。因此有必要積極塑形每相電流。實現這一點的許多方法之一是在每個線路電感器和分離DC鏈路之間添加背對背的FET，如圖3(a)所示。這是三電平Vienna整流器的一種流行變體，它對所有SiC功率半導體都是高效的[1]。

Vienna整流器中的SiC二極管具有480 VAC線路輸入，額定電壓為1200 V，但開關損耗可以忽略不計。每個二極管在FET開關頻率下與其對應的FET對進行換向。每個FET必須只阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開關損耗低，650 V或更高的FET額定電壓是可以接受的。

電流在Vienna整流器中完全成形，從而產生極低的諧波失真。作為三電平濾波器，線路濾波器的成本、尺寸和重量更低。功率流是單向的。為了支持雙向功率并略微降低傳導損耗，在三相電橋中用1200 V FET代替二極管，如圖3(b)所示。

圖3：(a)改進的Vienna整流器，(b)三電平TNPC

這是三電平晶體管中性點鉗位拓撲(3L-TNPC)。它可以在任何功率因數下工作，但作為整流器工作時，橋式FET的開關損耗可以忽略不計。3L-TNPC的PWM策略是將電橋和鉗位FET對反相。與Vienna整流器一樣，每個鉗位FET僅阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開關損耗較低。

在某些情況下，額外的FET和柵極驅動器超過了三電平線路濾波器所降低的成本。通過簡單地消除鉗位FET，就可以解決這一問題，從而產生無處不在的兩電平電壓源逆變器(2L-VSI)。2L-VSI只有6個FET，但它可以在任何功率因數下完全塑形線電流，因此它支持雙向功率流，諧波失真低。

可以使用三電平NPC和ANPC拓撲，但在這種應用中，它們沒有TNPC的優勢，尤其是SiC FET的高性能。使用更高的DC鏈路電壓時，需要更多這類拓撲，例如在具有1500 VDC輸入的太陽能系統中。

▎調制方法 ▎

以下推導主要針對2L-VSI，但這些調制方法也適用于3L-TNPC和其他逆變器拓撲。

圖4：(a)半橋，(b)正弦三角形參考和載波波形

在半橋中，使用正弦三角調制的DC鏈路中點z(可能是虛的)的最大輸出電壓為V_DC/2，如圖4(a)所示。無論相腳(phase leg)的數量如何，這都是正確的，因為每個腳都通過正弦三角調制獨立于其他腳。換句話說，相腳之間沒有切換協調。這意味著三相四線連接很容易使用，如圖5(a)所示。

圖5：2L-VSI(a)帶4線連接，和(b)帶3線連接

在三線連接中，如圖5(b)所示，DC鏈路中點z通常是假想的，因為薄膜電容器可以在不串聯的情況下支持DC鏈路電壓。車載EV充電器中4線連接的一個優點是能夠在單相輸入或三相輸入下工作。對于單相輸入，兩相腳的工作原理與TPPFC相同。

圖6：三相分壓

我們需要知道AC到DC鏈路電壓的范圍。推導最大線間電壓的一種方法是分壓。當A相頂部開關打開，B相和C相底部開關打開時，A相的線到中性點電壓，即圖6中A點到s點的電壓是DC鏈路電壓(電容器兩端電壓，從p到n)乘以A相阻抗除以B相和C相并聯阻抗(A相的一半)加A相阻抗。

因此，A相線到中性點的電壓為 。這是負載或電源上可以產生或支持的最大電壓。在電感器和s點之間插入平衡的三相電壓源會產生相同的結果，因為電壓總和為零。利用開關在每個相腳中始終處于相反狀態(忽略死區時間)的簡單PWM策略，我們通過將開關組合與每個相腳的AC端子處的電壓向量相關聯來創建空間矢量圖。

圖7：(a)2L-VSI的空間矢量圖，(b)紅色為正弦三角采樣波形，藍色為空間矢量，綠色為60°C不連續調制的采樣波形

圖7(a)中的開關狀態由三個字母(或數字)指定，每個相位一個，字母p或n(或數字1或0)對應于圖6中的DC鏈路軌。例如，A相頂部開關接通，B相和C相底部開關接通由pnn指定。2L-VSI共有8個矢量：6個最大電壓矢量和2個冗余零矢量。線電壓通過平均參考電壓附近的矢量所花的時間來近似旋轉(rotating)參考電壓vref。

駐留時間可以使用如圖7(a)所示的空間矢量圖或如圖7(b)所示比較參考和載波波形來計算。關于這方面的文獻有很多[2]，但本文只涉及正弦三角、常規空間矢量(以下簡稱SVM)和60°不連續調制(電壓峰值鉗位，也稱為DPWM1)。

為了避免削波(脈沖跳躍)和諧波失真的跳躍，參考向量長度被限制在圖7(a)中的內圓(對于正弦三角形)，以及SVM和DPWM1中的較大圓。SVM和DPWM1電壓增加幅度的物理原因是什么?是因為這些調制方法(以及包括三次諧波注入在內的其他調制方法)導致節點s的平均電壓相對于DC流鏈路以3倍基頻(線)頻率“擺動”。

這是通過在相位之間共享零狀態時間實現的。節點s的移動電位“展平”了SVM和DPWM1參考波形，允許對于給定DC鏈路電壓系數為 的較高線路電壓與正弦三角相比。另一方面，每個相位通過正弦-三角調制獨立于其他相位，允許節點s的電壓相對于DC鏈路固定，而無需改變調制，從而實現可選的4線連接。

SVM和DPWM1具有降低EMI和更寬輸入/輸出電壓范圍的優點。SVM和正弦三角在功率半導體中具有幾乎相同的傳導和開關損耗。DPWM1的優點是，在每個基本線路周期內，在60°間隔內兩次鉗位DC鏈路軌，從而降低開關損耗。這種優勢往往超過傳導損耗的增加，即使是在快速開關的情況下。

正弦三角和SVM可以很容易地用于Vienna整流器。可以想象，由于二極管電橋，Vienna整流器固有地具有不連續PWM，SiC二極管中幾乎為零的開關損耗進一步增強了PWM。可以對鉗位FET使用更有限的不連續PWM，但其中的開關損耗已經相當低，因此這里不予考慮。

關于實現，與使用空間矢量圖計算PWM駐留時間相比，在微控制器中實現SVM和DPWM1參考波形(如圖7(a)所示)與三角形載波波形(PWM計數器)的比較可能更容易。如果同時發生跳變，DPWM1波形中的跳變不會導致線路電流失真，因為相電壓總和始終為零。這可以通過寫入“影子”PWM寄存器來實現，這些寄存器隨后會更新到同一時鐘沿上的有源PWM寄存器。

▎效率比較 ▎

使用在線FET-Jet計算器工具估計功率損耗。對于每個拓撲，相腳或相位的數量為3。以下條件適用。

表1：功率損耗計算參數

表2：功率半導體選擇

表2功率半導體選擇中的器件選擇考慮了成本。在某些情況下，使用不同的器件選擇，可以稍微降低功耗。因此，提供了許多器件號，因此可以根據各種應用要求優化權衡。

對于PFC，在線計算器忽略了硅基線路整流器的損耗，因為這些損耗不是由UnitedSiC提供的。因此，進行了自定義計算，包括Diotec Semiconductor典型的1200 V單相整流橋KBPC5012FP的損耗。結果如圖8所示。

圖8：功率損耗比較

毫不奇怪，三PFC的損耗最高，其次是TPPFC。這主要是因為電流路徑中的半導體數量。接下來是采用空間矢量調制的2L-VSI。這也是意料之中的，因為總共只有6個功率半導體，更高的效率通常需要更多的硬件。

一個有趣的例外是，與2L-VSI中的正弦三角或SVM相比，不連續PWM顯著降低了功率損耗。Vienna整流器優于配備DPWM1的2L-VSI，但在全功率下，它們的功率損耗大致相等。帶有SVM的3L-TNPC的功率損耗僅略低于Vienna整流器，而DPWM1的效率明顯更高。

這些結果只需幾分鐘就能收集到。可以進行進一步的優化，預計計算結果與實際結果之間會有一些差異是合理的。撇開免責聲明不談，這些趨勢是明確的，有助于指導拓撲和調制決策，至少有助于消除不可行的選項，轉而關注那些可能表現良好的選項。

審核編輯：湯梓紅