駐留在數據中心的大量服務器(每臺服務器都配備中央處理單元 (CPU)、圖形處理單元 (GPU) 和存儲大量數據的內存)需要越來越多的功率。更小、更輕、更高效的電源裝置或 PSU 對于支持這種增長至關重要。PSU 的最新進展利用氮化鎵 (GaN) 技術的固有優勢，通過提供最高效率，從輕載到滿載條件以及出色的功率因數，獲得 80 Plus Titanium 認證。本文介紹了一種基于 GaN 的無橋圖騰柱 (BTP) 功率因數校正 (PFC) 電路和 LLC 諧振轉換器的實現，可實現高于 80 Plus Titanium 要求的滿負載效率。

無橋圖騰柱 PFC 拓撲

在過去的二十年中，傳統的 PFC 拓撲經過了一些變體。它已經從橋二極管升壓過渡到交錯橋二極管升壓、半無橋升壓、有源橋升壓，現在到無橋圖騰柱或 BTP 拓撲。

在 BTP 拓撲中通常使用的開關中，與硅 (Si) MOSFET 和碳化硅 (SiC) MOSFET 相比，GaN 高電子遷移率晶體管 (HEMT) 具有最大的優勢。GaN HEMT 具有零反向恢復電荷 Q rr，有助于實現最高功率密度 (W/in 3 )，并提供最佳效率(50% 負載時為 98.8%)。此外，GaN 價格多年來一直在下降，同時實現了 80 Plus Titanium 效率要求，這使基于 GaN 的 PSU 的單位密度價格最低($/(W/in 3)。

圖 1a 中的電路說明了簡化的無橋圖騰柱 PFC 拓撲的高頻分支，并比較了使用 Si MOSFET 與 GAN HEMT 作為“S1”和“S2”晶體管。由于低側開關導通時的硬開關換向，GaN 是 BTP 拓撲在連續導通模式 (CCM) 下運行的首選半導體。如圖 1b 所示，在低側導通期間，高側 Si MOSFET 的體二極管反向恢復會產生顯著的開關損耗。由于其反向恢復電荷 (Q rr )，硅體二極管會產生更高的開關損耗，這是在本設計中使用硅超級結 MOSFET 的主要缺點。相比之下，GaN 沒有反向恢復電荷，Q rr=0。這意味著從高側切換到低側時沒有反向恢復損耗。此外，非常小的輸出電荷 Q oss可在不犧牲效率的情況下實現更高的開關頻率。

圖 1：(a) PFC 電路與 (b) Si MOSFET 與 (c) GaN HEMT 的比較結果。

在 CCM BTP PFC 設計中，GaN HEMT 還提供優于SiC MOSFET 的優勢。盡管SiC MOSFET的 Q rr遠小于 Si 超級結 MOSFET，但 SiC MOSFET 中本征體二極管的 Q rr高度依賴于溫度。在更高的器件結溫(例如 100°C)下，SiC 體二極管仍然具有開關損耗，從而將 CCM BTP PFC 開關頻率限制為在 100 kHz 以下運行。同樣，相比之下，GaN HEMT 的輸出電荷很小，Q oss，來自其寄生電容和與溫度無關的零反向恢復，這創造了顯著的設計優勢。結溫為 100°C 時，GaN 開關損耗比 SiC 低 70% 以上，從而在 PFC 設計中實現更高的開關頻率能力。

由于 GaN HEMT 的這些優勢，使用新一代 650V、50mΩ 8 x 8 PQFN 封裝 GaN 晶體管的 3 kW CCM BTP PFC 參考設計具有 98.8% 的峰值效率。這是通過低于 60°C 的開放式框架溫度和 65 kHz 的 PFC 頻率實現的。基于更低的熱量和更高的效率測試結果，基于 GaN 的 CCM BTP PFC 在 100 kHz 開關頻率以上顯示出更大的工作潛力。

LLC諧振轉換器

通過三個場景，可以深入了解在 LLC 諧振轉換器中使用 GaN HEMT 的價值主張。這是基于最小死區時間計算，其中涉及與時間相關的有效輸出電容 C o(tr)。

在第一種情況下，如果開關頻率和死區時間保持不變，則可以使用更大的磁化電感。這導致初級側的磁化電流更低，死區期間的反向傳導損耗更低，效率更高。

第二種情況下的開關頻率與具有相同電感和死區時間的 C o(tr)成反比。由于GaN 具有較低的 C o(tr)，它提供了更高的開關頻率和較小的諧振槽，從而導致更高的功率密度(W/in 3)。

第三種情況具有相同的開關頻率和相同的磁化電感。GaN 晶體管與其 C o(tr)的直接關系提供了更短的死區時間，以實現零電壓開關 (ZVS)，同時在死區時間內降低相關損耗，從而提高效率。

基于 GaN 的 3 kW AC/DC PSU 設計

圖 2 中顯示的基于 GaN 的 3 kW AC/DC PSU 參考設計具有 80 Plus Titanium 額定值和 54V 輸出電壓，以支持用于數據中心的 48V 總線電壓。其 250 kHz 的諧振頻率可實現 98% 的效率，其最大工作頻率設置為 400 kHz。該設計的功率密度為 146 W/英寸3， 采用強制風冷。

LLC 轉換器設計包括一個全橋 LLC，每個半橋都使用一個 GaN 子板、一個諧振回路、一個輔助電源板和一個微控制器板。半橋電源板包括帶散熱器的 GaN 晶體管、隔離式柵極驅動器和用于柵極驅動電壓供應的隔離式 DC-DC 轉換器。用于全橋的器件是采用 8×8 PQFN 封裝的四個 650V、50 mΩ GaN 晶體管 (GS-065-030-2-L)。輔助電源板使用 5×6 PQFN 封裝的準諧振 (QR) 反激式轉換器和一個 650V、450 mΩ GaN 晶體管 (GS-065-004-1-L)。

變壓器 T r的磁化電感 L m為 75 μH。諧振電感 L r為 15 μH，諧振電容 C r為 27 nF，因此設計的諧振頻率為 250 kHz。變壓器對設計的損耗最高，接近 25%。其選擇(包括磁芯損耗)涉及在全負載條件下在高頻和高溫 (100°C) 下運行的能力以及在 25°C 下運行的能力，這對于輕負載效率很重要。

圖 2：具有 80 Plus Titanium 額定值的基于 GaN 的 3 kW AC/DC PSU。

如圖 3a 所示，對 AC/DC PSU 整體效率的測量表明，它在 10%、20%、50% 和 100% 負載條件下超過了 80 Plus Titanium 要求。它還提供 96% 以上的滿載效率。GaN 晶體管較低的開關損耗和較低的柵極驅動損耗對于滿足 10% 和 20% 的輕負載要求非常重要。設計中的最高溫度出現在 LLC 變壓器上，溫度為 100°C。

有趣的是，BTP PFC 的 GaN 溫度為 57°C，LLC 的 GaN 溫度測量值為 78°C。這些器件具有額外的設計余量，可進一步提高更高密度設計的頻率。

除了具有高于 0.99 的高功率因數的穩態波形外，該設計還展示了在 PFC 階段啟動期間沒有大浪涌電流的軟啟動控制。LLC 級在 400 kHz 頻率下表現出軟啟動，沒有高浪涌電流，并在滿載時在 250 kHz 諧振頻率下穩定運行。

圖 3b 顯示了對硅設計與 GaN 解決方案進行比較的數據中心 PSU 的帕累托分析。多目標方法提供了一種系統的方法來評估不同拓撲或配置中的組件組合并選擇最佳解決方案。在組件和系統級別對設計選項進行評估，以確定電源效率和功率密度。

圖 3：(a) PFC+LLC PSU 滿足 80 Plus Titanium 要求。(b) GaN 和 Si 組件和設計的帕累托分析表明，只有 GaN 才能滿足 80+ 鈦的要求。

該分析證明，只有 GaN 解決方案才能提供高于 80 W/in 3的 80 Plus Titanium 效率和功率密度，這與圖 3a 中與 GaN PFC+LLC PSU 相關的設計目標和數據一致。

概括

本文中描述的使用 GaN 晶體管的 3 kW AC/DC PSU 參考設計可以輕松實現 80 Plus Titanium 認證所需的 50% 和 100% 負載下的高效率——并滿足更具挑戰性的 10% 和 20% 輕負載效率要求. 對于高于 80W/in 3 的更高功率密度，參考設計可能會刪除 PFC 和 LLC 部分的重復大容量電容器，同時仍以 80 Plus Titanium 效率為目標。機械方面(冷卻風扇、散熱器和無源元件)的節省空間的 3D 機械設計可以提高功率密度。GaN Systems 提供了更多信息，包括更緊湊的 PFC 設計，以進一步提高功率密度。

審核編輯：湯梓紅