【導讀】零電壓開關（Zero Voltage Switch）振蕩電路是功率開關管在導通和關斷（模式切換時）兩端電壓為0（實際上應該是非常接近于0）的電路，這種特性使得電路功率損耗變小，所以被廣泛 應用到大功率加熱、高壓電路中。比如在一些LLC 電源， 電磁爐驅動電路中。本文基于 LTspice 仿真，分析了 ZVS 振蕩器的工作原理以及相關的參數設計。

01 ZVS工作原理

一、背景介紹

零電壓開關（Zero Voltage Switch）振蕩電路是功率開關管在導通和關斷（模式切換時）兩端電壓為0（實際上應該是非常接近于0）的電路，這種特性使得電路功率損耗變小，所以被廣泛 應用到大功率加熱、高壓電路中。比如在一些LLC 電源， 電磁爐驅動電路中。

下面借助于 LTspice 仿真軟件對 ZVS 的工作原理進行介紹。請大家注意，一開始在 LTspice搭建ZVS振蕩器仿真[1] 電路，電路并沒有起振工作，經過調整仿真瞬態參數，設定仿真電路電源是從 0V 開始工作，這樣電路便可以正常工作了。

圖1.1.1 ZVS LTspice 仿真電路

1、需要回答的問題

初次接觸到 ZVS 的人對于這個電路形式可能會詢問以下幾個基本問題：

● 這個電路是如何振蕩的？

● 電路器件參數是如何影響電路工作特性的？

● 電路中主要器件設計依據是什么？

二、電路振蕩原理

1、多諧振蕩器

相比于常見到的 多諧振蕩電路[2] ，ZVS電路結構也呈現鮮明的對稱性，但其中元器件更多，而且還有

諧振回路，ZVS電路工作原理則顯得更加的撲朔迷離。

下面給出多諧振蕩電路的基本電路原理圖，如果你對于該電路工作原理比較熟悉，這也可以幫助你了解 ZVS 電路振蕩原理。

圖1.2.1 多諧振蕩器原理圖

這類無穩態多諧振蕩電路實際上是將兩級反向放大電路串聯成回路，信號經過回路形成正反饋從而使得電路中的三極管在兩個狀態（導通、截止）之間反轉。下圖給出了 LTspice 仿真后， Q1 的集電極和基極電壓波形。

圖1.2.2 多諧振蕩器Q1的集電極和基極電壓波形

2、二極管耦合電路

觀察 ZVS 電路，可以看到原來的兩個耦合從 C1，C2 現在變成了二極管 D1，D2。找元器件現貨上唯樣商城下面給出了 ZVS 電路中最核心的六個器件組成的反向耦合電路。這個電路具有三個特殊的平衡狀態。

● 平衡態1：M1截止，M2導通：這是一個穩態。M1截止，使得 D1不導通。因此 R2 將電源施加在 M2 的柵極維持 M2 的導通；M2導通之后， D2 通過 M2 把 M1 的柵極接地，從而使得 M1繼續截止。

● 平衡態2：M1導通，M2截止：這是一個穩態。分析的方法與上面穩態相同。

● 平衡態3：M1,M2處在放大狀態 ：這是一個不穩定的平衡態。

圖1.2.3 ZVS電路中的核心器件

在 LTspice 中，通過仿真可以計算出 M1，M2放大狀態時， M1，M2 對應的漏極和柵極電壓。下圖給出了 M1 的柵極電壓（Vn002）以及漏極（Vn004）。電源通過 R1，R2 給 M1、M2 的柵極提供偏置電壓，這個電壓又通過 D1，D2 連接到 M2，M1的漏極。所以 M1，M2 的漏極比柵極電壓低了一個二極管的導通電壓（大約 0.7V）。

圖1.2.4 LTspice 對M1,M2放大狀態的仿真結果

上面仿真驗證了 M1、M2 都處在對稱放大狀態的存在，但這個狀態屬于不穩定狀態， 一點點的擾動可能使得電路變換到平衡態 1 或者平衡態 2。這是因為：

● 兩個 MOS 管組成的放大電路，形成正反饋；

● 每一級 MOS 的放大電路的增益在平衡態時增益大于1；

3、MOS單管放大電路

為了驗證上面基本電路中 MOS 管處在放大狀態下的增益大于1， 下面對 MOS 管電路放大特性進行仿真求解。

（1）MOS管單管跨導放大特性

首先通過下圖測試 MOS 管（IRF1310）的柵極電壓與漏極電流之間的關系。

圖1.2.5 測試 MOS 管的柵極電壓 Vgs 與 漏極電流 Ids之間的關系

下圖給出了柵極電壓與漏極電流之間的仿真結果。可以看到當輸入電壓超過 3.7V 之后， 漏極電流便開始快速上升。在不同的柵極電壓下（或者說在不同的漏極電流

下） MOS 管的柵極電壓與漏極電流之間的動態跨導

定義為：

圖1.2.6 MOS管柵極電壓與漏極電流之間的關系

利用仿真得到的數值

，通過各自的差分比值獲得 MOS 柵極到漏極之間的跨導

，如下是計算出的曲線。可以看到 MOS 的跨導與漏極電流大體上可以使用平方根函數進行建模，根據計算數據獲建模參數為：

圖1.2.7 MOS管跨導與漏極電流之間的關系以及平方根建模數據

（2）MOS單管放大器

下面使用單個 MOS 管搭建放大電路，電路的放大倍數等于：

。其中

是電路靜態漏極電流工作點。通過仿真可以求出

。根據前面求出的跨導模型，可以計算出

，因此，可以計算出電路放大倍數約為：

。

圖1.2.8 單個MOS管放大電路

下面是在電路輸入施加 峰峰值為0.01V的信號時，電路輸出峰值為1V的交流信號。因此電路實際放大倍數為 100 左右。

單個MOS管輸入輸出電壓信號

通過上述仿真計算，驗證了 MOS 管處在放大狀態增益遠遠大于 1。

4、ZVS振蕩器

由于二極管耦合電路具有兩個穩態，所以該電路上電之后便停留在兩個穩態之一，并不振蕩。如果在兩個 MOS 管的集電極增加一個電感之后，強制在兩個 MOS 管的漏極之間建立一個直流通道，電路便不會在兩個穩態之間持續停留了，會發生什么呢？下面看看仿真后的結果。

圖1.2.10 在兩個MOS管的漏極之間增加一個電感

此時二極管耦合電路開始震蕩，也就是在兩個穩態之間來回切換。在上面電路圖參數下，振蕩頻率為 213KHz，這應該是 L1 與 兩個 MOS管雜散電容諧振的頻率。

圖1.2.11 M1，M2漏極電壓信號

如果在 L1 上并聯一個電容 C1， 電路震蕩頻率由 L1、C1的諧振頻率決定。

圖1.2.12 在L1上并聯諧振電容C1

下圖顯示了并聯諧振電容 C1 之后，電路上電后起振時兩個 MOS 管漏極電壓波形。震蕩頻率為 35.04kHz，這個頻率與 C1、L1諧振頻率相同。

圖1.2.13 增加諧振電容電路起振后兩個MOS管漏極電壓波形

通過以上分析可以看到 ZVS 基本電路起振原理比較簡單，在二極管耦合電路的基礎上，通過將 LC 諧振電路連接在兩個 MOS 管的漏極，使得電路無法停留在兩個穩態狀態，只能夠在兩個穩態之間來回切換，切換的頻率最終有 LC 諧振頻率決定。

三、振蕩電路的改進

1、電路缺點

上面 ZVS 電路雖然能夠振蕩，但它存在一定的缺點。首先，電路振蕩幅度不受控制。在電路每一次切換過程中， 在 C1 上的電壓低于電源電壓的器件， 電源總可以通過 R1，R2， D1，D2向 C1 充電，這個電能會疊加在 LC 諧振回路中。當 C1 上的電壓超過 12V 時， 截止的二極管和 MOS 管又阻止 LC中的能量消耗，這就會使的 LC 諧振電壓越來越多。

下圖顯示了電路在 0.1 秒鐘之后 MOS 管漏極震蕩電壓就超過了 180V， 這個電壓已經超過了 IRF1310 的 Vds 最高耐壓了。

圖1.3.1 MOS管電壓波形

電路的第二個缺點就是 LC 諧振回路帶負載能力弱。比如在 LC 諧振回路上并聯一個負載電阻 R3（100歐姆）， 此時兩個 MOS 管的漏極電壓峰值降低到 3.3V。這主要是因為電源能量需要經過 R1、R2才能夠補充到 LC 回路，所以損耗比較大。

圖1.3.2 在LC諧振回路增加負載電阻R3之后的電路圖

圖1.3.3 增加負載之后MOS管漏極電壓波形

2、電路改進

為了消除上面的缺點，考慮將電源電壓直接引入 LC 諧振回路。把原來的電感 L1 分成兩個對稱的電感 L1，L2，然后再使用一個扼流圈 L3 將 L1，L2 中點連接到電源 V1 上。這樣電源直流電能便可以通過 電感 L3直接補充到諧振回路中了。

圖1.3.4 通過扼流圈L3直接把電源引入LC諧振回路

之所以使用扼流圈，也就是數值比較大的電感 L3 連接 LC 諧振回路到電源，是為了隔離 LC 諧振回路與電源之間的交流通道，即 LC 諧振回路的頻率和波形不會因為接入電源而發生改變，因此要求 L3 的電感量比較大，需要比 L1、L2的電感量超出一個數量級以上。

下面是電路中兩個 MOS 管漏極電壓以及 L1、L2 中點電壓波形。

圖1.3.5 兩個MOS管漏極電壓以及L1L2中點電壓波形

LC 諧振回路兩端電壓波形應該是正弦波，由于諧振回路兩端被兩個 MOS 管分別在兩個半周期接地，所以在每個 MOS 管的漏極就出現了正弦波半波整流電壓波形。L1、L2中點的電壓波形是兩個 MOS 管漏極電壓的平均值，所以它是正弦波的全波整流波形。

施加在扼流電感 L3 兩端的電壓，一端是電源電壓 V1， 一端是L1、L2中點電壓。當 L1、L2中點電壓的平均值低于電源電壓 V1 時， L3 中的流向諧振回路電流變化增加，持續向 LC 諧振回路增加能力。如果 L1、L2 中點電壓平均值低于 電源電壓 V1 時， L3 中的電流變化減少，甚至反向流向電源 V1。

因此，在電路震蕩平衡時， L1、L2 中點電壓的平均值應該等于電源電壓 V1。對于峰值為 E 的 全波整流信號，對應的平均值為

，所以有：

MOS 管漏極電壓峰值為 L1、L2 中點電壓峰值的兩倍，所以可以得到 MOS 管兩端正弦半波整流的峰值電壓為

。在上面仿真電路中，由于

，所以 MOS 管兩端峰值電壓為 50.3V 左右。

下面在 LC 回路兩端并聯負載電阻 R3=32Ω，經過仿真，仍然可以看到電路振蕩幅度維持在 50V 以上，這也顯示了 LC 諧振回路很強的帶負載能力。

圖1.3.6 在諧振回路并聯負載電阻

下圖顯示了兩個 MOS 管漏極電壓和 L1、L2 中點電壓波形。由于負載電阻 R3 已經小于 LC 諧振時對應的 L 感抗（大約在44.7歐姆），所以 LC 振蕩波形已經有了明顯的失真了。

圖1.3.7 增加有負載電阻后的MOS管漏極以及L1,L2中點電壓波形

如果想進一步提高電路中 LC 回路帶負載能力， 需要減少 L1、L2 的電感，增加 C1的電容，這樣便可以增加 LC 回路儲能數量， 降低諧振時 L 對應的感抗。比如在上述電路中， 將 L1、L2的電感減少到 20uH， C1增加到 500nF，LC 諧振頻率不變，仍然并聯 32Ω 的電阻負載，電路振蕩波形如下圖所示。可以看到電路振蕩受到影響很小。

圖1.3.8 電路振蕩波形

3、MOS管柵極保護

為了進一步提高電路功率輸出，可以提高電路的工作電源 V1 的電壓值。由于 MOS 管的柵極與源極之間具有最大耐壓限制，比如對于 IRF1310 MOS 管， Vgs最大不超過 ±20V，所以需要對 MOS 管的柵極增加保護，一般是通過增加穩壓二極管來限制 MOS 管的最大電壓。

圖1.3.9 IRF1310 柵極最大電壓限制

在最初大家看到的電路中， 穩壓二極管 D1 ，D2 就是用于保護兩個 MOS 管柵極電壓的。并聯的 R1，R2 是為了加快 MOS 管柵極電壓更快的降低。

四、電路參數設計

根據前面介紹的 ZVS 工作原理，對于電路中的 MOS管參數、LC 諧振回路參數、保護二極管耐壓等都比較容易選擇。下面對于電路中其它的器件參數進行討論。

1、扼流線圈

扼流線圈一方面是放置 LC 回路受到電源回路的影響，同時也能夠降低 ZVS 電路在起振過程沖擊電流，它的電感比 LC 諧振回路中的電感要大一個數量級以上。

扼流線圈也會與 LC 回路中的電容形成諧振關系，影響 LC 電路振蕩幅度。下面是扼流圈電感去 1000nF時，ZVS 電路起振過程中 MOS 管漏極電壓信號，可以看到由于扼流線圈引起電路在起振過程中出現幅度的波動。

圖1.5.1 ZVS起振過程中MOS漏極電壓信號

扼流線圈電感量增加也會帶來線圈體積、串聯電阻的提升，所以在工程設計中需要進行折中。

2、偏置電阻

ZVS 電路中的兩個偏置電阻 R3，R4 取值會影響到 MOS 管柵極開啟電壓的速度。下面給出了電路 MOS 管的漏極電壓和柵極電壓波形，其中偏置電阻取 470 歐姆。由于二極管的作用， MOS 管的柵極電壓下降比較快，但上升過程，則是由兩個偏置電阻引起柵極電壓的上升。因此，偏置電阻需要盡可能減小，提高 MOS 管導通速度。

圖1.4.2 MOS管漏極和柵極電壓波形

下圖給出了偏置電阻取 1000Ω 時，電路振蕩波形，可以看到 MOS 管柵極電壓上升明顯減緩了，這樣就會增加 MOS 開啟過程中的功耗。

圖1.4.3 MOS管漏極和柵極電壓波形

當然， R1， R2也不能夠太小，否則兩個電阻上的功耗也會增加。

總結

本文基于 LTspice 仿真，分析了 ZVS 振蕩器的工作原理以及相關的參數設計。