答案:

當然可以，最小化熱回路PCB ESR和ESL是優化效率的重要方法。

簡介

對于功率轉換器，寄生參數最小的熱回路PCB布局能夠改善能效比，降低電壓振鈴，并減少電磁干擾(EMI)。本文討論如何通過最小化PCB的等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)來優化熱回路布局設計。本文研究并比較了影響因素，包括解耦電容位置、功率FET尺寸和位置以及過孔布置。通過實驗驗證了分析結果，并總結了最小化PCB ESR和ESL的有效方法。

熱回路和PCB布局寄生參數

開關模式功率轉換器的熱回路是指由高頻(HF)電容和相鄰功率FET形成的臨界高頻交流電流回路。它是功率級PCB布局的最關鍵部分，因為它包含高dv/dt和di/dt噪聲成分。設計不佳的熱回路布局會產生較大的PCB寄生參數，包括ESL、ESR和等效并聯電容(EPC)，這些參數對功率轉換器的效率、開關性能和EMI性能有重大影響。

圖1顯示了同步降壓DC-DC轉換器原理圖。熱回路由MOSFET M1和M2以及解耦電容CIN形成。M1和M2的開關動作會產生高頻di/dt和dv/dt噪聲。CIN提供了一個低阻抗路徑來旁路高頻噪聲成分。然而，器件封裝內和熱回路PCB走線上存在寄生阻抗（ESR、ESL）。高di/dt噪聲通過ESL會引起高頻振鈴，進而導致EMI。ESL中存儲的能量在ESR上耗散，導致額外的功率損耗。因此，應盡量減小熱回路PCB的ESR和ESL，以減少高頻振鈴并提高效率。

準確提取熱回路的ESR和ESL，有助于預測開關性能并改進熱回路設計。器件的封裝和PCB走線均會影響回路的總寄生參數。本文主要關注PCB布局設計。有一些工具可幫助用戶提取PCB寄生參數，例如Ansys Q3D、FastHenry/FastCap、StarRC等。Ansys Q3D之類的商用工具可提供準確的仿真，但通常價格昂貴。FastHenry/FastCap是一款基于部分元件等效電路(PEEC)數值建模的免費工具1 ，可以通過編程提供靈活的仿真來探索不同的版圖設計，但需要額外的編程。FastHenry/FastCap寄生參數提取的有效性和準確性已經過驗證，并與Ansys Q3D進行了比較，結果一致2,3 。在本文中，FastHenry用作提取PCB ESR和ESL的經濟高效的工具。

圖1.帶熱回路ESR和ESL的降壓轉換器

熱回路PCB的ESR和ESL與解耦電容位置的關系

本部分基于ADI公司的 LTM4638 μModule? 穩壓器演示板DC2665A-B來研究CIN位置的影響。LTM4638是一款集成式20 VIN、15 A降壓型轉換器模塊，采用小型6.25 mm × 6.25 mm × 5.02 mm BGA封裝。它具有高功率密度、快速瞬態響應和高效率特性。模塊內部集成了一個小的高頻陶瓷CIN，不過受限于模塊封裝尺寸，這還不夠。圖2至圖4展示了演示板上的三種不同熱回路，這些熱回路使用了額外的外部CIN。第一種是垂直熱回路1（圖2），其中CIN1放置在μModule穩壓器下方的底層。μModule VIN和GND BGA引腳通過過孔直接連接到CIN1。這些連接提供了演示板上的最短熱回路路徑。第二種熱回路是垂直熱回路2（圖3），其中CIN2仍放置在底層，但移至μModule穩壓器的側面區域。其結果是，與垂直熱回路1相比，該熱回路添加了額外的PCB走線，預計ESL和ESR更大。第三種熱回路選項是水平熱回路（圖4），其中CIN3放置在靠近μModule穩壓器的頂層。μModule VIN和GND引腳通過頂層銅連接到CIN3，而不經過過孔。然而，頂層的VIN銅寬度受其他引腳排列的限制，導致回路阻抗高于垂直熱回路1。表1比較了FastHenry提取的熱回路 PCB ESR和ESL。正如預期的那樣，垂直熱回路1的PCB ESR和ESL最低。

圖2.垂直熱回路1：(a)俯視圖和(b)側視圖

圖3.垂直熱回路2：(a)俯視圖和(b)側視圖

圖4.水平熱回路：(a)俯視圖和(b)側視圖

為了通過實驗驗證不同熱回路的ESR和ESL，我們測試了12 V轉1 V CCM運行時演示板的效率和VIN交流紋波。理論上，ESR越低，則效率越高，而ESL越小，則VSW振鈴頻率越高，VIN紋波幅度越低。圖5a顯示了實測效率。垂直熱回路1的效率最高，因為其ESR最低。水平熱回路和垂直熱回路1之間的損耗差異也是基于提取的ESR計算的，這與圖5b所示的測試結果一致。圖5c中的VIN HF紋波波形是在CIN上測試的。水平熱回路具有更高的VIN紋波幅度和更低的振鈴頻率，因此驗證了其回路ESL高于垂直熱回路1。另外，由于回路ESR更高，因此水平熱回路的VIN紋波衰減速度快于垂直熱回路1。此外，較低的VIN紋波降低了EMI，因而可以使用較小的EMI濾波器。

圖5.演示板測試結果：(a)效率，(b)水平回路與垂直回路1之間的損耗差異，(c) 15 A輸出時M1導通期間的VIN紋波

熱回路PCB ESR和ESL與MOSFET尺寸和位置的關系

對于分立式設計，功率FET的布置和封裝尺寸對熱回路ESR和ESL也有重大影響。本部分對使用功率FET M1和M2以及解耦電容CIN的典型半橋熱回路進行了建模和研究。圖6比較了常見功率FET封裝尺寸和放置位置。表2顯示了每種情況下提取的ESR和ESL。

情況(a)至(c)展示了三種常見功率FET布置，其中采用5 mm × 6 mm MOSFET。熱回路的物理長度決定了寄生阻抗。與情況(a)相比，情況(b)中的90°形狀布置和情況(c)中的180°形狀布置的回路路徑更短，導致ESR降低60%，ESL降低80%。由于90°形狀布置顯示出了優勢，我們基于情況(b)研究了更多情況，以進一步降低回路ESR和ESL。情況(d)將一個5 mm × 6 mm MOSFET替換為兩個并聯的3.3 mm × 3.3 mm MOSFET。由于MOSFET尺寸更小，回路長度進一步縮短，導致回路阻抗降低7%。情況(e)將一個接地層放置在熱回路層下方，與情況(d)相比，熱回路ESR和ESL進一步降低2％。原因是接地層上產生了渦流，其感應出相反的磁場，相當于降低了回路阻抗。情況(f)構建了另一個熱回路層作為底層。如果將兩個并聯MOSFET對稱布置在頂層和底層，并通過過孔連接，則由于并聯阻抗，熱回路PCB ESR和ESL的降低更加明顯。因此，在頂層和底層上以對稱90°形狀或180°形狀布置較小尺寸的器件，可以獲得最低的PCB ESR和ESL。

為了通過實驗驗證MOSFET布置的影響，我們使用了ADI公司的高效率4開關同步降壓-升壓控制器演示板 LT8390/DC2825A 和 LT8392/DC2626A 4。如圖 7a和圖7b所示，DC2825A采用直線MOSFET布置，DC2626A采用90°形狀的MOSFET布置。為了進行公平比較，兩個演示板配置了相同的MOSFET和解耦電容，并在36 V轉12 V/10 A、300 kHz降壓操作下進行了測試。圖7c顯示了M1導通時刻測得的VIN交流紋波。采用90°形狀的MOSFET布置時，VIN紋波的幅度更低，諧振頻率更高，這就驗證了熱回路路徑較短導致PCB ESL更小。相反，直線MOSFET布置的熱回路更長，ESL更高，導致VIN紋波幅度要高得多，并且諧振頻率更低。根據Cho和Szokusha研究的EMI測試結果，較高的輸入電壓紋波還會導致EMI輻射更嚴重4。

圖6.熱回路PCB模型：(a) 5 mm × 6 mm MOSFET，直線布置；(b) 5 mm × 6 mm MOSFET，以90°形狀布置；(c) 5 mm × 6 mm MOSFET，以180°形狀布置；(d) 兩個并聯的3.3 mm × 3.3 mm MOSFET，以90°形狀布置；(e) 兩個并聯的3.3 mm × 3.3 mm MOSFET，以90°形狀布置，帶有接地層；(f) 對稱的3.3 mm × 3.3 mm MOSFET，位于頂層和底層，以90°形狀布置。

圖7.(a) LT8390/DC2825A熱回路，MOSFET以直線布置；(b) LT8392/DC2626A熱回路，MOSFET以90°形狀布置；(c) M1導通時的VIN紋波波形。

圖8.熱回路PCB模型，(a) 5個GND過孔靠近CIN和M2布置；(b) 14個GND過孔布置在CIN和M2之間；(c) 基于(b)，GND上再布置6個過孔；(d) 基于(c)，GND區域上再布置9個過孔。

熱回路PCB的ESR和ESL與過孔布置的關系

熱回路中的過孔布局對回路ESR和ESL也有重要影響。圖8對使用兩層PCB結構和直線布置功率FET的熱回路進行了建模。FET放置在頂層，第二層是接地層。CIN GND焊盤和M2源極焊盤之間的寄生阻抗Z2是熱回路的一部分，作為示例進行研究。Z2是從FastHenry提取的。表3總結并比較了不同過孔布置的仿真ESR2和ESL2。

通常，添加更多過孔會降低PCB寄生阻抗。然而，ESR2和ESL2的降低程度與過孔數量并不是線性比例關系。靠近引腳焊盤的過孔，所導致的PCB ESR和ESL的降低最明顯。因此，對于熱回路布局設計，必須將幾個關鍵過孔布置在靠近CIN和MOSFET焊盤的位置，以使高頻回路阻抗最小。

結論

減小熱回路的寄生參數有助于提高電源效率，降低電壓振鈴，并減少EMI。為了盡量減小PCB寄生參數，我們研究并比較了使用不同解耦電容位置、MOSFET尺寸和位置以及過孔布置的熱回路布局設計。更短的熱回路路徑、更小尺寸的MOSFET、對稱的90°形狀和180°形狀MOSFET布置、靠近關鍵元器件的過孔，均有助于實現最低的熱回路PCB ESR和ESL。

參考資料

1Mattan Kamon、Michael Tsuk和Jacob White。“FASTHENRY: A Multipole-Accelerated 3-D Inductance Extraction Program.” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第42卷，1994年。

2Andreas Musing、Jonas Ekman和Johann W. Kolar。 “Efficient Calculation of Non-Orthogonal Partial Elements for the PEEC Method.” IEEE Transactions on Magnetics，第45卷，2009年。

3Ren Ren、Zhou Dong和Fei Fred Wang。 “Bridging Gaps in Paper Design Considering Impacts of Switching Speed and Power-Loop Layout.” IEEE，2020年。

4Yonghwan Cho和Keith Szolusha。 “低輻射的4開關降壓-升壓型控制器布局——單熱回路與雙熱回路”。模擬對話，第55卷，2021年7月。

5Henry J. Zhang。 “非隔離開關電源的PCB布局考量”。ADI公司，2012年。

6Christian Kueck。“電源布局和EMI”。ADI公司，2012年。

作者

Jingjing Sun

Jingjing Sun于2022年畢業于田納西州諾克斯維爾大學，獲電氣工程博士學位。畢業后，她加入ADI公司電源產品部，工作地點位于美國加利福尼亞州圣克拉拉。Jingjing目前擔任高級應用工程師，負責為汽車、數據中心、工業和其他應用中的μModule?產品提供支持。

Ling Jiang

Ling Jiang于2018年畢業于田納西州諾克斯維爾大學，獲電氣工程博士學位。畢業后，她加入ADI公司電源產品部，工作地點位于美國加利福尼亞州圣克拉拉。Ling是一名應用工程師，負責為汽車、數據中心、工業和其他應用的控制器和μModule器件提供支持。

Henry Zhang

Henry Zhang是ADI的Power by Linear?應用經理。他于1994年獲得中國浙江大學頒發的電子工程學士學位，分別于1998年和2001年獲得弗吉尼亞理工學院暨州立大學（黑堡）頒發的電子工程碩士學位和博士學位。

審核編輯黃昊宇