本文通過UCC217XX-Q1給出一些方法，用于實現高精度的溫度采樣。

1. UCC217XX-Q1基本特性介紹

UCC217XX-Q1是一系列電流隔離單通道柵極驅動器，可用于驅動碳化硅 MOSFET 和IGBT ，具有高級保護功能，一流的動態性能和穩健性。該系列隔離柵極驅動器的主要特性介紹有：

Basic features:

3/5.7kVRMS isolation voltage

10A drive strength

12V VDD UVLO

130ns max propagation delay

150V/ns minimum CMTI

Active protection:

Fast DESAT/OC protection

Soft turn-off

Active miller clamp

該系列隔離柵極驅動器集成一路隔離式模擬轉PWM的 傳感器，等效為一個通道的隔離采樣芯片，可用于溫度或電壓檢測，進一步提高驅動的多功能性并簡化系統設計工作量，尺寸和成本。

該隔離通道未經校準的精度為±3%，對于溫度這類通過非線性NTC電阻來采樣的方式會出現某些區間測量靈敏度不高而且誤差較大的情況。

2. UCC217XX系列隔離溫度采樣原理介紹

如圖1，UCC217XX的AIN接口內置一個200uA的電流源，在連接外部NTC之后會產生一個壓降，此電壓被調制后復用DESAT/OC錯誤反饋信號的隔離通道傳輸至原邊，并被解調為400kHz的PWM信號，此PWM信號經過一定的RC濾波器，即可得到一個穩定的電壓。

AIN的電壓在0.6V-4.5V范圍內時隔離采樣的線性度較好，在AIN電壓到PWM的轉換中，PWM的占空比滿足以下公式：

即0.6V-4.5V的AIN電壓對應88%-10%的PWM占空比。如圖2所反映的參數表，隔離溫度采樣中精度較差的主要原因為電流源-6uA-9uA的偏差以及PWM轉換時±1.5%的偏差。

圖1 隔離溫度采樣原理示意

圖2 隔離通道參數表

3. 溫度采樣靈敏度分析

靈敏度定義為單位溫度變化在采樣ADC上產生的電壓變化，在ADC有效位數確定的情況下，靈敏度越高則越容易采樣出溫度的變化，采樣系統的分辨率就越高。

通常VCC=5V，此時PWM經過濾波后得到的VPWM=5-VAIN，意味著溫度采樣的靈敏度在VPWM和VAIN的體現是一致的，僅僅是電壓變化的方向相反，因此可以直接分析VAIN對溫度的靈敏度。

在溫度采樣系統中，通常使用NTC來將溫度轉換為電壓，因為NTC的電阻范圍寬，所能產生的電壓范圍也較寬。為了限制AIN端口的電壓在0.6V-4.5V，待測量的NTC需要串并聯適當阻值的電阻，如下圖。電阻的取值滿足：

對本系列芯片，取Rp=22kΩ，Rs=4kΩ。在該電阻網絡下，AIN的端口電壓表達式為：

端口電壓對于NTC電阻的靈敏度可通過求導獲得：

為了獲取端口電壓對溫度的靈敏度，需要獲得NTC電阻對溫度的導數。NTC電阻和溫度的關系可通過一個指數函數進行擬合，如圖3所示的某IGBT模塊內置NTC的參數表。此擬合在全溫度范圍誤差率也較大，為了精確測量溫度，通常NTC都會有對應溫度的查找表。通過將相鄰溫度T1、T2的電阻變化率作為導數的近似，可得到導數的查找表-lut(T)：

通過求導的傳遞，可得端口電壓對溫度的靈敏度：

圖3 某IGBT NTC參數表

通常NTC需要測量-40°C-125°C范圍內的溫度，在該IGBT的NTC特性下所得到的靈敏度和AIN端電壓如表1。可見這款NTC在當前采樣系統中的靈敏度變化非常大，高溫環境測量靈敏度大大下降，所以該NTC并不是合適的選擇。

表1 IGBT模塊內置NTC采樣靈敏度計算

不同NTC在25°C下的電阻不同，但其阻值隨溫度的指數變化趨勢是類似的。在靈敏度公式中加入系數k，使得NTC的特性相對于標準5k的NTC變化k倍，可以用來計算高低溫靈敏度一致需求下所需要的k值。

觀察等式和NTC特性可發現，高溫時k在分母的作用較小，等效靈敏度變化接近k倍，低溫時，Rp+Rs在分母中作用較小，等效靈敏度變化1/k倍，則k的平方等于5kΩ-NTC場景下高低溫靈敏度的倍數，可取k=6.396，即NTC在25°C下的電阻為32kΩ。因為高溫時Rp+Rs和NTC阻值差距不如低溫時大，靈敏度提升相比k倍會略低，選擇比較常見的在25°C為40kΩ的NTC。計算后的靈敏度如表2，可見高低溫時靈敏度一致，相比5kΩ-NTC，高溫NTC靈敏度提升7倍。

表2 NTC 40K采樣靈敏度計算

4. 使用外置LDO來提高靈敏度

在使用某些IGBT模塊的應用場景，NTC為內部集成，不可更改，所以無法通過對NTC的選型來提高精度，因此需要用右圖的外置LDO，提升NTC中流過的電流，增大小電阻NTC下的靈敏度。在此場景下，AIN端口的電壓表達式如下，其中R為Rp和Rs并聯后的阻值。從右圖和公式中可以看出LDO和內置電流源對NTC產生的壓降作用是相反的，因此在電路參數設計中不光要考慮到AIN端口的電壓范圍，還要考慮到電壓隨溫度的單調性。

對端口電壓的求導同樣能得到溫度采樣的靈敏度，等效于將內置電流源替換為反向電流源。

按照高低溫靈敏度相近的條件配置電路參數，得到以下條件：

考慮NTC在高低溫下的條件下，可得近似條件：

在IGBT模塊內置NTC配置下，可計算得并聯等效電阻R=3.4kΩ。Rp可取無限大，即不使用Rp，可以做到Rs最小化，以得到更大得反向電流源效果。

從端口電壓范圍可以導出以下條件，取LDO輸出電壓4.5V，Rs為3kΩ。

經過計算，可得到表3的靈敏度結果，高溫時的靈敏度依舊可以顯著提高。外置的LDO需采用可調LDO，可選TPS715-Q1，其具有低靜態功耗、封裝尺寸小的特性。

表3 IGBT模塊內置NTC+外置LDO方案采樣靈敏度計算

5. 隔離采樣主要誤差來源分析

根據datasheet上的描述，主要的芯片內部誤差來源于內置電流源的誤差以及電壓轉換為PWM時的誤差，包含誤差的轉換結果根據是否使用LDO可表達為下述兩個等式，根據表達式可以看出電流誤差作為乘積項疊加在外部電阻上，因此通過兩點校準可以實現很高的精度。

根據以上兩個表達式，誤差的大小可統一表示為

通過實驗驗證這兩類誤差的特性，采用UCC21750的評估板進行實驗。圖4為該評估板的PCB示意圖，通過修改紅圈所示的電阻，模擬不同溫度時的NTC連接在采樣系統中的結果。表4為實驗結果，最左側三列為低壓側通過測量PWM濾波后的電壓于VCC電壓相除，得到PWM占空比。

中間四列為高壓側通過測量AIN端口的電壓和連接電阻的阻值，計算出理論占空比和內置電流源大小。

右側的三列分別為根據電壓推算的理論占空比與實測占空比之間的誤差、標稱電流源大小與實際電流源大小的誤差、采樣系統反推的AIN電壓和AIN電壓的誤差。可以看出因為個體芯片的工藝問題出現的絕對性誤差較大，在測量的量程范圍內誤差的變化都不是很大，因此可以使用兩點校準提高采樣精度。

圖4 UCC21750評估板PCB

表4 實驗結果評估

6. 誤差對溫度采樣的影響

在VCC=5V時，VPWM的變化量與VAIN變化量一致，因此將誤差實驗所得的VPWM電壓誤差除以對應溫度的靈敏度，可以反應在該溫度時的近似誤差：

對于廣泛使用的精度一般的NTC，其在各個溫度的阻值本身可能存在±5%的偏差，此類誤差也是溫度采樣偏差的主要因素。電阻的誤差可通過以下的表達式來近似反應到溫度的偏差：

因為NTC電阻誤差通過恒定電流源反應到了AIN上電壓的誤差是線性的，且lut和sensitivity都是通過在某一點溫度附近降NTC本身電阻特性線性化，因此可以滿足誤差的疊加定理：

如表5和6 ，在IGBT模塊內置NTC的溫度采樣場景中，如果沒有采用外置LDO方案，在125附近通過擬合估計推算的誤差會接近45°C，而經過外置LDO加強流經NTC的電流后，在高低溫環境下推測的誤差能減小至5°C左右。

表5 未加LDO的IGBT模塊內置NTC采樣誤差評估

表6 外置LDO的IGBT模塊內置NTC采樣誤差評估

7. 如何利用兩點法來校正采樣系統

在未經校準的情況下，溫度采樣的最大誤差主要由芯片本身的誤差決定，如第6小節的主要誤差分析可得出芯片的主要偏差可采用兩點法校正，即在出廠前利用標準的兩個電阻推算出PWM轉換誤差與電流源誤差，并利用這兩個參數反推AIN電壓，能達到更高的精度。

根據表5的實測數據，取測試電阻R1=6.198kΩ和R2=17.926kΩ為標準電阻，可估算該芯片電流源為：

根據電流大小，可推算出PWM轉換誤差數值：

在得到以上兩個主要偏差數值后，帶入采樣系統重新計算，得到如表7的誤差評估，最大PWM占空比轉換誤差降為0.066%，最大電流源誤差將為1.112uA。表8和表9反應了在IGBT模塊內置NTC的溫度采樣場景中，是否使用外置LDO所能達到最高精度。未使用LDO的方案經過兩點校準可以使得誤差從45°C降低至6°C;使用LDO的方案經過校準后，誤差已經主要有NTC誤差決定。

表7 兩點校準后的誤差評估

表8 IGBT模塊內置NTC未加LDO校準后的誤差

表9 IGBT模塊內置NTC外加LDO校準后的誤差

審核編輯：湯梓紅