隨著成本的上升和客戶對更小、更遠距離產品的需求，彈藥系統正迅速變得像其他工程領域一樣受到成本限制。為了在飛行中有效地驅動和控制這些彈藥，小型控制致動系統（CAS）進行小的精確調整，以放置鰭片并調節身體上的氣流。傳統上，這些系統是氣動的或通過帶齒輪箱的有刷直流電機驅動，但包括無刷直流電機 （BLDC） 在內的電機驅動器的現代進步使更小、更輕、更便宜和更高效的 CAS 設計成為可能。然而，這是以增加驅動 BLDC 三個階段的系統復雜性為代價的。

增加的復雜性來自許多來源。首先，傳統的有刷直流電機只需要一個H橋，而BLDC需要三對獨立的MOSFET來驅動相位。這增加了少量成本，并且需要在PCB上增加土地面積。驅動這些 MOSFET 時，必須注意避免電流直通，如果頂部和底部同時使能，電流可能會破壞 MOSFET。必須特別注意在脈沖寬度調制（PWM）的頂部和底部驅動線之間插入的死區時間。

從軟件的角度來看，常規有刷電機可以使用簡單的PID回路進行控制，而BLDC則需要更先進的回路和換向策略 - 通常測量繞組電流，相電壓，轉子角度和速度。

無刷直流電機的建設

BLDC 是定子上的電磁鐵集合，在可移動轉子上連接永磁體。電機可以是內轉子（線圈內部的磁鐵）或外轉子（線圈外部的磁鐵）。圖 1 顯示了 BLDC 內轉子和外轉子。在這兩種情況下，導線的三相（U，V，W或A，B，C）纏繞在定子中的齒上。這些繞組按順序通電以吸引和排斥永磁體（紅色/藍色）。

圖1.內轉者與外轉者。

標準微處理器或DSP不具有直接充分激勵線圈的電流驅動強度，因此通常使用由MOSFET（每相兩個）組成的功率逆變器級將PWM驅動器從控制接口轉換為電機所需的高壓驅動器。

通常，三相逆變器使用六個N溝道MOSFET（參見圖2的頂部），其產生圖2底部所示的開關狀態。有幾種開關狀態未顯示：001、010、011 和 101。1 表示前三個 MOSFET 中的一個已啟用。這些狀態映射到狀態空間表示形式，如圖 3 中的六個扇區所示。通過打開和關閉開關，施加到繞組的電壓最高可達 2/3 × V直流.該策略的自然延伸是將PWM應用于每對MOSFET。通過改變PWM波形的占空比，繞組中產生的電壓可以根據PWM發生系統的分辨率產生寬范圍的電壓。

圖2.三相逆變器和開關狀態。

圖3.在狀態空間中切換表示并拆分為扇區 I 到扇區 VI。

如果沒有PWM，一個非常自然的換向策略是簡單地為串聯的每對繞組通電（即塊換向或六步換向）。對于這種策略，將一個或兩個相位拉高，而其余繞組被驅動為低電平。通過按順序激勵相位，轉子上的磁鐵被拉到每個相位，轉子開始旋轉。為了確定要激勵的相位，三個霍爾效應傳感器通常安裝在定子上，相距 60 度。霍爾效應傳感器檢測每個轉子磁體并生成 3 位數字序列，用于確定下一個換向區域。雖然此策略適用于低成本電機控制系統，但該策略在低速時會受到轉矩脈動的影響。此外，如果電機用于定位/伺服應用，這種轉矩脈動會產生噪聲并引入位置誤差。1

正弦換向的工作原理是將定子電流與 BLDC 中的定子磁通對齊。BLDC 根據通過繞組的梯形電流移動。這些電流中的每一個都應該是120°的異相。永磁同步電機 （PMSM） 類似于 BLDC，但需要正弦電流來驅動。如何驅動永磁同步電機的框圖如圖4所示。通過使用速度傳感器或使用基于位置軸傳感器和電機參數的估計來實現簡單的速度控制。正弦驅動在低速時效果特別好，但在高速時會崩潰，因為所需正弦波的電頻率也必須隨著速度的增加而增加。在更高的速度下，電機需要更高的扭矩，這會給相電流帶來滯后。2為了在更高的速度下正確控制，通常必須引入相位提前，以保持扭矩和磁通矢量正確對齊。

圖4.永磁同步電機的正弦驅動。

為了克服這個問題，可以實現一種稱為磁場定向控制（FOC）的更先進的控制方案。與其他換向策略一樣，FOC可以實現無傳感器，根據繞組產生的反電動勢估計位置和速度，也可以使用位置和電流傳感器進行傳感器。FOC的基礎是控制進入電機繞組的扭矩和磁通矢量。這些矢量的產生來自電機所需的速度輸入。

利用電機的電氣和機械常數（轉動慣量、摩擦系數、定子繞組的電感和電阻以及反電動勢常數），圖 5 中的 PI 回路將所需速度轉換為直流量。為了控制電機的電氣循環，必須將這些量轉換為轉子的參考系（圖6）以產生Vα和 Vβ使用公園變換。FOC 的下一步是轉換 Vα和 Vβ將PWM值發送到PWM逆變器單元。通常，正弦調制方案（SPWM）或空間矢量調制方案（SVPWM或SVM）用于此過程。

圖5.FOC 框圖。

圖6.FOC中控制參數的轉換。

如前所述，通過控制功率逆變器內MOSFET的開關，可以創建空間矢量表示，如圖3所示。相鄰單元矢量之間的空間被編碼以產生 1 到 6 之間的扇區，以對應于換向電循環的六個開關扇區。圖3中扇區1的特寫如圖7所示。電壓矢量V裁判由電壓矢量 V 組成α和 Vβ，角度 θ 是 V 的反切線d除以 Vq.3圖 7 顯示 V裁判可以使用兩個相鄰的單位向量（V1和 V2），并在每種狀態下花費特定的時間（對應于占空比）。該占空比可以通過使用類似于從矢量數學推導出的方程來計算（見圖8）。

圖7.狀態空間的扇區 1。

U、V、W 矢量方程計算

圖8.參考向量的扇區時間。

從圖7中的公式中，PWM時間可以通過使用歸一化時間1.0（等于完整的100%占空比）并減去Tn和 TN+1.扇區可以通過其他計算來確定，如圖 9 所示。

圖9.部門確定。

一旦計算出占空比并發送到控制器的PWM模塊，就可以實現使用FOC的開環控制。現在必須集成反饋以實現閉環控制。如圖4所示，三個繞組的電流使用逆克拉克變換和逆公園變換進行測量和變換。為了測量這些電流，可以使用幾種不同的策略：與每個相位繞組一致的分流檢測、底部三個 MOSFET 和接地之間的單個低端分流、每個 MOSFET 下方的相位分流到地，或每個頂部 MOSFET 和 V 之間的高壓側分流直流.如果設計成本受限，則使用兩個與繞組對齊的分流器的方法可以提供良好的測量，因為這提供了一種直接測量兩個繞組電流的直接方法。第三個電流可以使用基爾霍夫電流定律和 0 之和來計算。另一個好處是，可以隨時測量電流，而不僅僅是在使能底部或頂部MOSFET時測量。測量這些電流后，應使用分流系統可測量的最大電流將其歸一化為[–1，+1]的范圍。

對于位置和速度檢測，可以使用編碼器（相對或絕對）、霍爾效應傳感器、旋轉變壓器或磁性角度傳感器。但是，根據傳感器的分辨率，可能需要對位置和速度進行額外的估計方案。無論采用何種技術，都必須將測量的角度轉換為電角度，以使換向與實際轉子位置同步并啟用轉子變換。角速度也必須知道，但這通常保存在機械域中以匹配所需的輸入速度。

在已知轉子的實際位置和速度的情況下，可以執行反向/反向停車和克拉克變換，以將相電流從靜止定子參考系轉換為d，q參考系中的旋轉參考系。產生的電流和速度誤差項的PI環路產生誤差向量，然后反饋到正向Park和Clarke變換中，控制過程可以重復。

那么這個過程應該以多快的速度重復呢？答案因電機特性而異。PWM頻率通常選擇在聽覺范圍（15 kHz至30 kHz）之外，這樣電機就不會發出共振。然后，在PWM中斷服務例程中實現FOC和所需的控制環路，以便PWM的新值可用于下一個PWM周期。這給FOC例程帶來了嚴格的時序限制，因為維護PWM中斷所花費的任何時間都不會花費在維護控制處理器的其他方面（例如基于PC的程序的串行接口）上。PWM 頻率為 30 kHz 時，每個 PWM ISR 僅為 33.3 μs。所以每一微秒都很重要！必須注意盡量減少正弦、余弦和其他浮點計算的計算開銷。通常，最好將FOC例程保持在可用PWM ISR時間的50%以下，以便處理器可以為UART等其他外設提供服務，以執行不太重要的任務，例如更改所需速度或設置新位置。

選定的組件

鑒于實施FOC已經很復雜，仔細選擇器件有助于最大限度地減少額外的系統集成挑戰。ADI公司為電機控制信號鏈提供多種器件。這些器件包括柵極驅動器、絕對角度和霍爾效應傳感器、電流傳感器和隔離產品。

電機控制信號鏈組件的簡單框圖如圖10所示。在高水平上，BLDC軸的位置和速度由ADA4571 AMR角度傳感器和AD22151磁場傳感器檢測。相位繞組電流使用串聯分流電阻測量，AD8418電流檢測放大器消除PWM共模電壓。LTC?2345-18 8× 18 位 ADC 將來自傳感器的 6 個模擬電壓轉換為微控制器的數字領域。微控制器使用這些信號來計算PWM占空比，并將其發送到硬件定時器。LT?1158 MOSFET 驅動器充當功率逆變器的 6 個 MOSFET 的柵極驅動器。

圖 10.電機控制信號鏈框圖

LT?1158 是一款集成式半橋 N 溝道 MOSFET 驅動器。雖然電源范圍為5 V至30 V dc，但輸入PWM波形邏輯可以接受TTL或CMOS電平。此外，單個PWM輸入被轉換為高電平和低電平MOSFET驅動信號，同時芯片自動插入一個自適應死區時間。這意味著PWM頻率可以動態變化，并且自動插入死區時間，以保護MOSFET免受電流擊穿的影響，而無需更改PWM定時器代碼或寄存器。

圖 11.LT1158 雙通道 N 溝道 MOSFET 驅動器。

ADA4571集成各向異性磁阻（AMR）傳感器能夠測量180°旋轉至0.5°以內。該傳感器采用2.7 V至5 V單電源供電，啟用溫度補償時功耗僅為7 mA。該傳感器的輸出是兩個模擬正弦波（V罪/ 5因為） 以 2.5 V（5 V 電源）為中心。一次電壓V的電壓罪和 V因為數字化后，可以通過簡單的公式將其轉換為角度：

圖 12.ADA4571 AMR 傳感器。

為了測量360°絕對旋轉，ADA4571可以與線性輸出磁場（霍爾效應）傳感器（如AD22151）結合使用。AD22151采用5 V單電源供電，輸出與垂直于封裝的磁場成線性比例的電壓。正常工作期間，該器件最大功耗為10 mA，可以檢測具有不同增益量的雙極性或單極性磁場。該傳感器的優點是模擬輸出電壓，可以很容易地添加到已經測量模擬量的系統中，例如電流傳感器輸出或額外的模擬角度傳感器。通過將AD22151垂直于ADA4571放置，可以在軟件中將輸出融合在一起，從而檢測軸安裝徑射磁體的360°運動。

與角度傳感器一樣，傳感器 FOC 還需要精確測量通過 BLDC 的相電流。AD8418是一款雙向零漂移電流檢測放大器，非常適合該任務。這款外部分流放大器在整個溫度范圍內以20 V/V的增益工作，共模抑制范圍為–2 V至+70 V。該放大器還檢測通過分流器的雙向電流，這在測量 BLDC 的相電流時特別有用。該器件設計為在電源電壓 V 下工作S介于 2.7 V 和 5 V 之間，模擬輸出電壓以 V 為中心S/2.如果選擇5 V電源，則輸出以2.5 V為中心，與ADA4571一樣。

圖 13.AD8418電流傳感器

使用模擬輸出傳感器時，必須將結果轉換為數字域。雖然存在多個 ADC，但由于具有 8 個同步采樣通道，LTC2345 特別適用于電機控制。采樣同步到轉換線上的單個上升沿。然后，相電流和絕對角度傳感器輸出可以在中心對齊的PWM期間同步到同一時刻。5 V單電源供電簡化了電源設計，同時功耗仍低于20 mA。一個單獨的數字邏輯輸出電壓允許 LTC2345 連接至較低電壓的微控制器、處理器或 FPGA。由于模擬輸入范圍的靈活性，位置和電流傳感器的2.5 V失調可以通過使用（IN–）模擬輸入通道在硬件中自動消除。根據所需的采樣吞吐量，可以使用 SDO 輸出以不同的時鐘速率從 LTC2345 時鐘輸出數據。

圖 14.LTC2345 框圖。

結論

隨著 BLDC 在控制致動系統中的日益普及，需要更先進的算法、傳感器和驅動電路。正弦和 FOC 是兩種換向策略，可提供對 BLDC 的精確控制。這兩種策略都需要精確測量 BLDC 的轉子角度，如果沒有合適的組件，這可能很困難。但是，ADA4571和AD22151簡化了這種測量。LT1158 通過減少 PWM 線路和消除死區時間計算，簡化了 BLDC 三相的 PWM 驅動線路。AD8418 簡化了繞組電流，LTC2345 可輕松數字化并同步多個模擬傳感器輸出。這些器件僅占ADI公司電機控制應用產品組合的一小部分。

審核編輯：郭婷