作者：Eamon Nash and Eberhard Brunner

定向耦合器用于檢測RF功率的各種應用，它們可能出現在信號鏈中的多個點。在本文中，我們將探討ADI公司的一款新型器件ADL5920，它將寬帶定向橋式耦合器與兩個均方根響應檢測器集成在5 mm×5 mm表貼封裝中。與傳統的分立定向耦合器相比，該器件具有顯著的優勢，后者難以在尺寸和帶寬之間進行權衡，尤其是在低于1 GHz的頻率下。

在線RF功率和回波損耗測量通常使用定向耦合器和RF功率檢波器來實現。

在圖1中，雙向耦合器用于無線電或測試和測量應用，以監控發射和反射的RF功率。有時還需要在電路中嵌入RF功率監控，一個很好的例子是將兩個或多個源切換到發射路徑（使用RF開關或外部電纜）。

圖1.測量RF信號鏈中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性的寶貴特性，即能夠區分入射和反射RF功率。當入射RF信號在到達負載的途中通過正向路徑耦合器（圖2）時，一小部分RF功率（通常比入射信號低10 dB至20 dB的信號）被耦合并驅動RF檢波器。在測量正向和反射功率的情況下，使用與正向路徑耦合器相反的第二個耦合器。來自兩個檢波器的輸出電壓信號將與正向和反向RF功率電平成正比。

圖2.使用定向耦合器和RF檢波器的典型RF功率測量系統。

表面貼裝定向耦合器需要在帶寬和尺寸之間進行基本權衡。而具有一個倍頻程頻率覆蓋（即F.MAX等于兩倍 F最低） 通常采用小至 6 mm 的封裝2，多倍頻程表面貼裝定向耦合器會大得多（圖 3）。寬帶連接器定向耦合器具有多倍頻程頻率覆蓋范圍，但明顯大于表面貼裝器件。

圖3.連接器定向耦合器、表面貼裝定向耦合器和ADL5920集成IC，帶定向橋和雙均方根檢波器。

圖3還顯示了ADL5920的評估板，ADL5920是一款新型RF功率檢測子系統，檢測范圍高達60 dB，采用5 mm×5 mm MLF封裝（ADL5920 IC位于RF連接器之間）。ADL5920的框圖如圖4所示。

圖4.ADL5920原理框圖

ADL5920不使用定向耦合器檢測正向和反射信號，而是采用獲得專利的定向橋技術來實現寬帶和緊湊的片內信號耦合。要了解定向電橋的工作原理，我們需要先退后一步，看看惠斯通電橋。

惠斯通電橋

定向電橋的概念基于惠斯通電橋（圖5），該電橋在平衡時產生零差分電壓。在惠斯通電橋中，兩個橋臂中的一個電阻是可變的（R2），而另外兩個電阻（R1和R3）是固定的。總共有四個電阻——R1、R2、R3和Rx，其中Rx是未知電阻。如果 R1 = R3，則當 R2 等于 Rx 時，V外= 0 V。當可變電阻具有正確的值時，電橋的分壓比相等，從而在產生V的差分檢測節點上產生零伏差分信號，從而認為電橋是平衡的外.

圖5.惠斯通電橋。

單向橋

圖6是單向電橋的原理圖，它最好地解釋了這種器件的基本工作原理。首先，重要的是要注意方向橋需要為特定的Z Zo并且插入損耗最小化。如果 RS= RL= R = 50 Ω，則電橋的檢測電阻為5 Ω，這是插入損耗（<1 dB）和信號檢測之間的良好折衷。計算 R外從負載回頭看，在計算R時，端口阻抗精確到50 Ω在將導致 50.8 Ω 端口阻抗 （|Γ| = 0.008;RL = –42 dB;駐波比 = 1.016）。如果施加的信號如RFIP所示，則由于R在~50 Ω，RFIP處的電壓約為源電壓的一半。如果我們假設RFIP處的電壓等于1 V，那么RFOP處的電壓約為0.902 V。

該電壓進一步衰減10/11 = 0.909，使得差分放大器的負輸入為0.82 V，產生的差分電壓為（1 – 0.82） = 0.18 V。該電橋的有效正向耦合系數（Cpl）為：

在電橋環境中的平衡意味著當信號以相反方向（RFOP到RFIP）施加時，VFWD檢波器（或Cpl端口）理想情況下將看到零差分電壓，而當信號在正向施加時（RFIP到RFOP）時，它將看到最大信號。為了在這種結構中獲得最大的方向性，精密電阻器至關重要，這就是為什么將它們集成是有益的。

在單向電橋中，為了確定計算回波損耗所需的隔離度，需要翻轉器件，然后將輸入信號施加到RFOP。在這種情況下，電橋是平衡的，差分放大器的正負輸入相等，因為相同的分頻比0.909 = （10R/（10R + R） = （R/（R+0.1R））導致差分電壓為（V+減V–）= 0 V。

圖6.簡化的單向橋接圖。

雙向橋梁

圖7是雙向電橋的簡化圖，類似于ADL5920中使用的電橋。對于 50 Ω 的環境，單位電阻 R 等于 50 Ω。因此，電橋的檢測電阻值為5 Ω，而兩個并聯網絡各約為1.1 kΩ。

這是一個對稱網絡，所以輸入和輸出電阻，R在和 R外，相同且接近 50 Ω 當 RS和 RL也等于 50 Ω。

當源阻抗和負載阻抗均為50 Ω時，內部網絡的歐姆分析告訴我們，與VREV相比，VFWD將相當大。在實際應用中，這對應于從電源到負載的最大功率傳輸。這導致反射功率很小，進而導致VREV非常小。

接下來，讓我們考慮如果 RL無限（開路）或零（負載短路）。在這兩種情況下，如果我們重復歐姆分析，我們發現VFWD和VREV大致相等。這反映了一個真實世界的系統，其中開路或短路負載導致正向功率和反射功率相等。下面對這些方案進行更詳細的分析。

圖7.簡化的雙向橋接圖。

駐波比和反射系數

對網絡分析中的錯誤進行全面分析過于復雜，超出了本文的范圍，但我們想在這里總結一些基本概念。一個很好的資源是Marki微波，方向性和VSWR測量的應用說明。1

行波是描述傳輸線電壓和電流的重要概念，因為它們是位置和時間的函數。沿傳輸線的電壓和電流的一般解由正向行波和反向行波組成，它們是距離x的函數。2

在公式2和公式3中，V+（x）表示向負載傳播的電壓波，而V–（x）表示由于失配而從負載反射的電壓波，Z0是傳輸線的特性阻抗。在無損傳輸線中，Z0由經典等式定義：

最常見的 Z 軸0輸電線路為 50 Ω。如果這樣的線路以其特性阻抗端接，那么對于50 Ω源來說，它看起來像一條無限線，因為任何沿線路傳播的電壓波都不會產生任何可以在源上或沿線其他任何地方檢測到的反射。但是，如果負載不同于 50 Ω，則會沿可檢測到的線路產生駐波，并由電壓駐波比 （VSWR） 定義。

更一般地說，反射系數定義為：

哪里Γ0是負載反射系數，γ傳輸線的傳播常數。

R、L、G 和 C 是傳輸線每單位長度的電阻、電感、電導和電容。

回波損耗（RL）是以dB為單位的反射系數（Γ）的負值。這一點很重要，因為反射系數和回波損耗經常被混淆并互換使用。

除了上述負載失配之外，回波損耗的另一個非常重要的定義是阻抗不連續時的入射和反射功率。這是由

并廣泛用于天線設計。VSWR、RL 和 Γ0相關如下：

等式14和等式15表示駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義為沿波的最大電壓與最小電壓之比。沿線路的峰值和最小電壓為

例如，在50 Ω傳輸線中，如果正向行進電壓信號的峰值幅度為A = 1，并且該線路與完美負載匹配，則|Γ0|= 0，沒有駐波（VSWR = 1.00），沿線路的峰值電壓為A = 1。但是，如果 R負荷是 100 Ω或 25 Ω，則|Γ0|= 0.333，RL = 9.542 dB，駐波比 = 2.00，|V（x）|.max= 1.333 和|V（x）|最小= 0.666。

圖8是圖7的復制品，但信號以默認正向配置顯示，行進功率波指示參考平面在負載處的位置。在波長相對于物理結構較長的低頻下，電壓和電流同相，可以根據歐姆定律分析電路。

圖8.帶信號的簡化雙向橋接。

端口定義如下：輸入端口（端口 1）位于 RFIP，輸出端口（端口 2）位于 RFOP，耦合端口（端口 3）位于 V前輪驅動和 VREV 的隔離端口（端口 4）。由于結構是對稱的，當信號在Z Z處反射時，端口會反轉L或適用于 RFOP。

在負載匹配的情況下，發電機電壓連接到端口 1 （RFIP），并且與 ZS= ZL= Z0= R = 50 Ω，

和 VL/VS+為插入損耗，L我，或以 dB 為單位的 IL。

主線電阻兩側的兩個分流支路的衰減系數為 0.1 × R 為

圖 8 中的等式表示|VREV|和|VFWD|顯示那些在正向方向施加信號的電壓的值。這些公式表示簡化原理圖的基本方向性極限，這是由于隔離端口處的非理想抑制為33 dB所致。

從圖8可以看出，線性域中雙向電橋的方向性由下式決定

這表明，為了增加方向性，α需要等于插入損耗L我.

在硅中，峰值方向性通常優于簡化圖（圖9）。

如果 ZL不等于 ZO，通常情況下，耦合和隔離端口電壓很復雜，將是

其中 VS+是端口 1（節點 V）的正向電壓S） 和 VL–是端口 2（節點 V）負載的反射電壓L).Θ是反射信號的未知相位，

將 （24） 替換為 VL–在 （22） 和 （23） 中并使用 （21） 來簡化結果，再加上

產生復雜的輸出電壓

從（26）和（27）我們可以觀察到，對于DL>>1，

在ADL5920中，電壓VREV和VFWD通過兩個60 dB范圍的線性dB均方根檢波器映射到電壓VRMSR和VRMSF（V.ISO/VSLP） 和 （V.CPL/VSLP） 分別以分貝為單位。所以器件V的差分輸出差異以分貝為單位表示

其中 VSLP，檢測器斜率約為60 mV/dB。

使用 （28） 中 （29） 的電壓到 dB 映射

使用等式30中的等式9可得到

圖9.ADL5920方向性與頻率的關系輸入電平為20 dBm。

圖10顯示了ADL5920正向驅動ADL5920時正向功率檢測均方根檢波器的響應。每條跡線對應于所施加的特定功率電平的輸出電壓與頻率的關系。雖然繪圖停止在10 MHz，但已經驗證了在低至9 kHz的頻率下的工作。在圖11中，相同的數據表示為輸出電壓與輸入功率的關系，每條跡線代表不同的頻率。

圖 10.多個輸入功率電平下正向路徑檢測器的典型輸出電壓與頻率的關系。

圖 11.在多個頻率下，典型輸出電壓與正向路徑檢波器的輸入功率的關系。

當ADL5920的射頻外引腳端接一個50 Ω電阻，應該沒有反射信號。因此，反向路徑檢測器不應記錄任何檢測到的反向功率。但是，由于電路的方向性不理想，并且會隨頻率滾降，因此會在反向路徑中檢測到一些信號。圖12顯示了RF時正向和反向路徑檢波器在500 MHz下測得的電壓在被掃描和射頻外終止 50 Ω。這些跡線之間的垂直分離直接關系到橋梁的方向性。

圖 12.當電橋由RF驅動時，VRMSF和VRMSR輸出電壓與500 MHz時的輸入功率的關系在和射頻外終止 50 Ω。

圖13顯示了改變負載對正向功率測量的影響。定義的功率電平應用于射頻在RF上負載的輸入和回波損耗外從 0 dB 到 20 dB 不等。正如預期的那樣，當回波損耗在10 dB至20 dB范圍內時，功率測量精度相當不錯。但隨著回波損耗降低到10 dB以下，功率測量誤差開始增加。值得注意的是，對于0 dB的回波損耗，誤差仍然僅在1 dB范圍內。

圖 13.在 1 GHz 下測量的正向功率與施加功率和負載回波損耗的關系。

在圖14中，ADL5920用于測量負載的回波損耗，也是在1 GHz時。已知回波損耗應用于RF時外港口。測量VRMSF和VRMSR，并反向計算回波損耗。

圖 14.在1 GHz下測量的回波損耗與施加的回波損耗和RF功率的關系。

關于這個情節，有很多要點需要注意。首先，可以看出，ADL5920測量回波損耗的能力隨著回波損耗的改善而降低。這是由于設備的方向性。其次，注意測量精度如何隨著驅動功率的下降而降低。這是由于ADL5920板載均方根檢波器的檢測范圍和靈敏度有限。第三個觀察結果與跡線中的明顯漣漪有關。這是由于每次測量都是在單個回波損耗階段進行的。如果在所有回波損耗階段重復測量，則會產生一系列曲線，其垂直寬度大致等于紋波的垂直寬度。

應用

ADL5920能夠測量在線RF功率和回波損耗，適用于多種應用。它的小尺寸意味著它可以放入許多電路中，而不會對空間產生重大影響。典型應用包括RF功率電平高達30 dBm的在線RF功率監控，其中插入損耗并不重要。回波損耗測量功能通常用于監控RF負載的應用。這可能是一個簡單的電路，用于檢查天線是否未損壞或折斷（即災難性故障）。但是，ADL5920也可用于測量材料分析應用中的標量回波損耗。這最適用于低于約2.5 GHz的頻率，其中方向性（以及測量精度）大于15 dB。

ADL5920提供兩種外形尺寸進行評估，如圖15所示。左側顯示傳統評估板，其中檢測器輸出電壓在夾式引線和SMA連接器上可用。該評估板還包括一個校準路徑，可用于校準FR4板的插入損耗。

右側顯示的集成度更高的評估板，包括一個4通道、12位ADC （AD7091R-4）。該評估板插入ADI公司的SDP-S USB接口板，包括計算RF功率和回波損耗的PC軟件，并包括基本的功率校準程序。

圖 15.ADL5920評估板選項

審核編輯：郭婷