下面的原理圖顯示了一個外部基準濾波器/緩沖器，它成為基準放大器，“過驅動”REFBUF，并產生一個比內部基準低至少50倍的1/f轉折。內部基準在大約 15 KHz 處有一個 1/f 拐角。

使用本系列第二部分所示的成像驅動器，1/f轉折點似乎在200Hz左右，盡管仿真表明該基準電壓緩沖器實際上有一個大約10 Hz的轉角。它本身并不是真正的 1/f 轉折，它源于濾波器滾降 LTC6655-4096 的高得多的噪聲密度。因此，在這一點上，它在電壓噪聲密度方面的斜率為1 / f，而不是通常涉及的噪聲功率密度。LTC6655的噪聲密度約為70 nV/√Hz，輸出頻率約為30 KHz，但經過R17/C10濾波，以產生約7 Hz的轉折。采用這些驅動器的ADC的標稱寬帶噪聲密度約為32 nV/√Hz，為15 Msps。參考噪聲密度相當的點約為11 Hz。AD8002的數據手冊顯示的1/f轉折約為100 Hz，但它幾乎占主導地位，因此產生的轉折將被下推至70 Hz左右。這是關于我們在雙極零點看到的。

由于LTC6655-4096基準電壓源的噪聲密度為70 nV/√Hz，平坦至約30 KHz，如果單獨用作外部基準電壓驅動器（如數據手冊所示），它將該區域的本底噪聲提高約6 dB，并在約70 KHz時產生1/f轉折。

圖5 外部基準電壓源濾波器/緩沖器

接近雙極性零點，或者我應該說是中間電平，基準噪聲的影響消失，因為ADC充當乘法器。如果提供滿量程直流信號，則基準電壓源的1/f特性在大變換中會很明顯。使用內部基準時，直流接近滿量程時，1/f轉角約為15 KHz。同樣，對于高振幅交流信號，基波根部周圍的本底噪聲將以類似的方式升高，盡管它低9 dB，因為它分布在兩個邊帶（6 dB）AM邊帶之間。AM調制正弦波的功率電平相對于調制直流信號降低3 dB。這些AM邊帶幾乎不可能觀察到，因為接近的時鐘相位噪聲也會發揮作用。

使用此基于 LT6233 的緩沖器時，施加滿量程直流時的 1/f 轉折小于 200 Hz。

我們沒有足夠的交流信號源來測試近距離AM邊帶上的這種影響。

什么時候不需要低 1/f 噪聲？

如果只關注在整個7.5 MHz奈奎斯特帶寬上積分的SNR，則1/f區域的貢獻僅使本底噪聲提高約0.002 dB，與溫度升高1/8°C大致相同。

對于單幀成像，1/f 毫無意義。對于脈沖應用，它可能毫無意義，除非在傳統上由對數放大器提供的寬動態范圍情況下。這意味著低1/f噪聲可以改善長期基線，必須從中提取非常低水平的單極性脈沖，可能是重復的。

如果對低于20 KHz的區域沒有興趣，那么該基準電壓緩沖器可能是一項毫無意義的費用，除了它對增益穩定性的影響。

但是，如果對來自劇烈過采樣的某些信息感興趣，但不一定代表可能感興趣的所有信息，則內部基準的 1/f 貢獻或 LTC6655-4096 本身可能值得重新考慮。舉一個使LTC6655看起來很糟糕的例子：如果通過數字濾波降低帶寬，則大幅過采樣時可能期望的處理增益可能會令人失望。例如，如果帶寬降低到20 KHz，則可以從上面的基準電路中預期，SNR約為115dB，但使用LTC6655-4096作為參考驅動器時僅為109 dB。如果將比較移動到1/f區域，例如50 Hz，則內部基準電壓源相對于上述基準電壓源會使本底噪聲升高約17 dB。例如，在弱返回多普勒頻移信號的情況下，在存在近乎全振幅的靜態返回的情況下，偏移為50 Hz，這也代表了分辨能力的17 dB妥協。激勵信號最好非常干凈，因為相位噪聲會產生看似相似的效果，盡管它是相位噪聲，而不是AM，并且可以在一定程度上區分。如果激勵來自低相位噪聲100 MHz振蕩器（如CVHD-950），使用LTC1668等DAC或分壓器降至1 MHz，則50 Hz失調時的相位噪聲應約為-130 dBc，并且與AM旁瓣處于同一范圍內，基準電壓源由上述緩沖器驅動。如果采樣和激勵都來自同一振蕩器，則與原始振蕩器相關的接近相位噪聲將消失，只留下分頻器的加性相位噪聲或DAC（如果涉及）其量化分布在fs/2、DAC中的任何AM以及由基準電壓源產生的AM上。在多普勒超聲效應流量計中，激發頻率為1 MHz，50 Hz多普勒頻移對應于約1.5英寸/秒的運動。

放大器的選擇

之所以選擇 LT6233，是因為它具有低噪聲電流和噪聲電壓、相當低的輸入失調電流以及適合此類拓撲的足夠帶寬。使用較低的帶寬放大器來驅動受干擾的大電容器實際上并不那么有效，因為放大器周圍的局部補償必須盡可能遠離負載電容器形成的極點。上述電路在基準電壓源后的LP濾波器和FB路徑中使用匹配電阻，以在很大程度上消除輸入偏置電流作為增益誤差源的影響，并在存在平衡源阻抗的情況下獲得0.43 pA/√Hz電流噪聲，而不是0.73 pA/√Hz不平衡數。R17/C10中較低的轉折頻率可能會降低轉折頻率（從6Hz），但代價是增益穩定性和精度，并且該系列中各種驅動器的1/f轉折將失去優勢。事實上，在雙極零度處，1/f 角似乎低于 100 Hz，但可能有大約 60 Hz 的拾音器。注入低幅度的1 MHz音調以保持Pscope的快樂需要在路徑中使用隔離變壓器，以防止發電機和PC之間通過實驗產生60 Hz的傳導。

該驅動器系列的第一部分的1/f噪聲由LTC6404確定，約為50 KHz，因此在這種情況下，這種低1/f基準電壓源不是很有利。如本文所述，第二部分可以受益，其特點是涉及該驅動程序。

第三部分的1/f轉折由LTC6268決定，轉折約為80 KHz，但主要由跨阻增益的噪聲決定，放大器的噪聲貢獻被隨后的衰減因數壓低，從而產生約1 KHz的轉折。在低幅度（接近雙極性零點）下，無論基準電壓源如何，LTC6268 都將是 1/f 噪聲的主要來源，但在較高幅度下，LTC6268 可能會受益于該基準。

低 1/f 噪聲以外的優勢

外部基準將產生更好的長期漂移和溫度漂移。未指定由LTC2387的內部基準電壓源產生的增益溫度穩定性，其增益穩定性可能為25 PPM/C 。大型QFN不是作為參考的最佳封裝，因為它會成為應變片，焊接產生的應變會隨著時間的推移而松弛。當REFBUF過驅動時，ADC的典型增益穩定性比LTC6655-4.096高一個數量級，后者通常為1 ppm/C。然而，緩沖器可能由 LT6233 的輸入失調電流主導。輸入偏置電流在-55至+125范圍內可能變化約33%。失調電流幾乎低一個數量級，因此，在該范圍內，增益將漂移約60 PPM，如果是單調的，則可能產生約0.33 PPM/C。LTC6233失調電壓引起的增益漂移僅為0.12 PPM/C量級。因此，LTC6655 應該占主導地位。

專為 LTC2508-32 設計了一個基準緩沖器應用，該應用集成了一個控制 LT6202 輸出級的 LTC2057 自穩零放大器。因此，LTC6655 將更清楚地控制其增益漂移。在這種情況下，目的是提供一個基準電壓緩沖器，允許一組ADC由公共基準電壓源驅動，相對增益誤差盡可能小。我對盡可能低的1/f區域更感興趣，即使以犧牲增益穩定性為代價。

LT6233最壞情況失調（500 uV）產生的初始增益誤差約為+/-16 lsb，小于LTC2387本身的+/-25 lsb，REFBUF過驅動。以2400歐姆為單位的典型輸入失調電流將導致100 uV失調。如果增加R17和對應器件R18以在濾波器中產生較低的轉折頻率，則LT6233中的1/f噪聲電流和輸入失調電流都會影響結果。

注意，通過使用外部基準，可以使用DAC來調整增益誤差。如果REFIN改為驅動，但增益誤差和漂移更大，也是如此。我在濾波器中使用了陶瓷旁路電容器，它們可以充當麥克風或壓電應變片。

審核編輯：郭婷