“這款MOSFET的SOA（安全工作區）是否適合我的應用？”這是熱插拔電路設計人員最常問的問題。在評估 MOSFET 對特定應用的適用性時，深入了解 SOA 會有所幫助。在簡要回顧了 MOSFET 數據手冊中的 SOA 規格之后，本文對 SOA 進行了簡單解釋，重點介紹了 MOSFET 的熱行為。有了這種理解，設計人員可以放心地使用LTspice附帶的工具SOAtherm，在電路仿真中準確評估MOSFET SOA。

什么是 SOA？

每個 MOSFET 數據手冊都包含一個 SOA 圖，該圖描述了 MOSFET 暴露于特定電壓和電流的最長時間。圖1顯示了恩智浦半導體數據手冊中PSMN1R5-30BLE 30V 1.5mΩ N溝道MOSFET的SOA圖。考慮將 10V/100A 的電壓施加到 MOSFET 的條件。查看 SOA 圖上的相應點，我們看到它介于 1ms 和 10ms 行之間。該圖表明，如果外殼（片片）保持在25°C，則可以施加10V和100A電流至少1ms，而不會損壞MOSFET。

圖1.安全操作區域;脈沖在固定電壓和電流下的最大允許時間。

當然，將外殼保持在25°C是不可能的，需要一個無法實現的完美散熱器，但幸運的是，對于短時間事件（小于10ms-100ms），外殼溫度不會顯著上升。熱插拔電路僅在短時間事件（啟動、輸入電源階躍和輸出過流條件）期間看到顯著的漏源電壓，因此通常滿足10ms–100ms的時間限制。

較高外殼溫度（高于25°C）時的降額將在下面的“瞬態熱阻”部分中討論。對于超過 10 毫秒的事件，請參閱“超過 10 毫秒”。

穩態

在深入研究瞬態 SOA 事件之前，退后一步并查看更熟悉的穩定狀態 （DC） 限制會很有幫助。MOSFET 數據手冊規定了最高硅溫度（通常為 150°C 或 175°C）以及 θ杰克和 θ賈，分別是從硅（結）到封裝底部（外殼）的熱阻，以及從硅（結）到環境（環境）的熱阻。（有時R千（JC）和 R千（日本）用作 θ 的替代名稱杰克和 θ賈.)

來自 PSMN1R5-30BLE 數據表，θ賈= 50°C/W 和 θ杰克= 0.3°C/W. θ賈用于使用數據手冊中指定的 PC 板配置計算從環境溫度到 MOSFET 硅芯片的溫升。在PSMN1R5-30BLE數據表中，θ賈在 FR4 印刷電路板上以最小的占用空間指定。假設您的印刷電路板與 MOSFET 制造商用于指定 θ 的電路板相同賈，硅芯片溫度為：

例如，使用 θ賈50°C/W，環境溫度為75°C，當MOSFET耗散1W時，芯片溫度將為125°C。

對于大多數帶有裸露金屬片的現代MOSFET，θ賈主要由 PC 板布局決定，而不是 MOSFET 本身（盡管裸露的焊盤形狀和尺寸起作用）。因為 θ賈高度依賴于 PC 板布局和氣流，制造商指定的 θ賈僅適用于粗略估計。

θ杰克通常是一個更有用的指標，因為它描述了不受印刷電路板布局影響的MOSFET行為。要確定硅溫度，請使用以下命令：

功耗為1W時，硅溫度僅比外殼溫度高0.3°C。使用此公式時，外殼溫度（T箱） 必須通過物理測量或通過 PC 板的熱模擬來確定。顯然，PC 板布局、氣流和散熱器是計算穩態條件的關鍵因素。

瞬態熱阻

大多數MOSFET數據手冊還包括瞬態熱阻圖。“單脈沖”瞬態熱阻（Z千（JC）） 是限時功率脈沖產生的溫升。瞬態熱阻圖上的最長時間點始終與 θ 匹配杰克規格，因為 θ杰克根據定義，是穩態（無限時間）熱阻。圖2顯示了PSMN1R5-30BLE數據手冊中的瞬態熱阻。就本文而言，只有“單脈沖”曲線很重要。

圖2.從結點到安裝底座的瞬態熱阻與脈沖持續時間的關系。

瞬態熱阻圖可用于計算任何持續時間的功率脈沖的溫升。例如，假設 MOSFET 漏源電壓 （VDS） 的 12V 和漏極電流 （ID） 的 100A。MOSFET 的功耗為 12V ? 100A = 1.2kW。如果我們看一下1ms處的瞬態熱阻圖，熱阻為0.075°C/W。硅結溫為：

適用于 1ms、1.2kW 脈沖，固定外殼溫度為 25°C。

對于中等 VDS電壓（低于Spirito區域，見側欄），MOSFET制造商從瞬態熱阻圖生成SOA圖。換句話說，這兩個圖是相同信息的替代表達式。SOA圖顯示了每個V的硅芯片達到其最大結溫（150°C或175°C）所需的時間DS電壓和我D當前組合。請注意，SOA 圖僅對 25°C 的外殼溫度有效，并且必須針對較高的外殼溫度（包括脈沖本身發生的外殼溫升）降額。（請參閱側欄“超過 10 毫秒”。

知道PSMN1R5-30BLE的最高結溫為175°C，并使用25°C的外殼溫度，我們可以計算出1.2kW的最大允許時間。

查看瞬態熱阻圖，我們發現 Z千（JC）在大約2ms時穿過0.125°C/W，這也與SOA圖相匹配。

了解瞬態熱阻圖后，我們可以計算出25°C以外的外殼溫度的允許時間。 在之前的1.2kW示例中，外殼溫度為25°C時，允許時間為2ms。現在，假設外殼溫度為 85°C：

查看瞬態熱阻圖，我們發現 Z千（JC）在1ms時越過0.075°C/W，明顯低于我們在25°C外殼溫度下發現的2ms。

由于熱行為是線性的，因此我們可以使用瞬態熱阻抗圖來確定任何功率形狀的溫升。雖然可以使用卷積進行此計算，但在電路模擬器（如SPICE）中更容易建模熱行為。特別是，LTspice中的SOAtherm工具可用于模擬MOSFET的熱行為。

超過10毫秒

對于大多數MOSFET，在瞬態事件持續不到10ms期間，外殼溫度不會顯著升高，因為熱量通過MOSFET硅和銅需要時間。大約在10ms時，熱量開始到達PCB。

如果 MOSFET 的銅片很小，則隨著熱量到達 PCB，MOSFET 的溫度開始上升得更快。對于銅片較大的封裝（即D2PAK封裝），熱量開始向外移動到銅片中仍然冷卻的部分。因此，在高 SOA 應用（熱插拔設計、線性放大器等）中，銅含量較高的封裝比銅含量較低的 MOSFET 性能更好，即使它們的瞬態熱阻和 SOA 圖看起來相似。

將銅視為一個儲層，有助于在 10ms–10s 時間范圍內限制事件期間的 MOSFET 溫升。瞬態熱阻圖和SOA圖通常具有欺騙性，因為它們是通過假設外殼溫度由一個不可能完美的散熱器固定在25°C來創建的。

下圖顯示了焊接到頂層具有1oz銅平面的PCB上的Power-SO8封裝和D2PAK封裝的仿真熱特性。該圖還包括MOSFET數據手冊中外殼溫度固定的熱阻曲線。

在1ms處，熱量集中在硅芯片內。D2PAK硅的熱阻為0.075°C/W，而Power-SO8的熱阻為0.14°C/W，這主要是由于D2PAK中的硅芯片更大。在10ms時，熱量開始到達銅片的底部，溫度開始發散。在100ms時，Power-SO8芯片的溫升為4.2°C/W，而D2PAK的溫升僅為0.6°C/W。

LTspice中的SOAtherm熱建模可預測最大MOSFET管芯溫度

僅掌握 MOSFET 數據手冊 SOA 圖的設計人員在預測 MOSFET 是否適合熱插拔設計時面臨著艱巨的挑戰。幸運的是，MOSFET熱行為（和SOA）可以在LTspice等電路仿真器中建模。

LTspice中包含的SOAtherm符號包括一系列MOSFET熱模型，這些模型簡化了預測MOSFET最大管芯溫度隨時間變化的任務，即使在Spirito區域也是如此。熱模型報告MOSFET芯片上最熱點的溫度，而不會影響MOSFET模型的電氣行為。

無論好壞，SOAtherm模型都基于MOSFET制造商的數據手冊，因此其準確性僅與制造商的數據本身一樣準確。考慮到這一點，由于MOSFET制造商提供的SOA曲線通常是典型的數字，因此設計時要有足夠的裕量，沒有足夠的降額來考慮器件之間的差異。

使用 SOAtherm

要使用 SOAtherm，請在 LTspice 仿真中將 SOAtherm-NMOS 符號放在 MOSFET 的頂部（圖 3）。SOAtherm-NMOS 符號的 Tc 和 Tj 引腳上的電壓分別表示外殼溫度和硅結溫。（有關使用此模型的詳細信息，包括如何調整環境溫度設置和其他參數，請參閱 SOAtherm-NMOS 教程。

運行仿真后，可以在波形查看器中觀察硅和外殼溫度（圖 4）。在這里顯示的波形中，MOSFET硅結溫從25°C上升到72°C。 外殼溫度從 25°C 上升到 35°C。 （Tc或Tj引腳上升1V相當于1°C溫升。

記得模擬特殊情況

在使用SOAtherm確定是否可能超過MOSFET SOA限制時，有幾個重要的特殊情況不容忽視。

輸入電源階躍。例如，輸入電源可能從?36V快速步進至?72V的?48V電信應用的SOA要求可能需要具有重要SOA功能的MOSFET。當電源被預先調節，或者被很好地控制以消除這些步驟時，SOA需求就會降低。

啟動到負載中。下游電路可能會在電源完全斜坡上升之前導通并吸收電流，或者電容器等組件可能在阻性短路中失效。仿真輸出端的阻性負載可以指示MOSFET何時可能意外地受到需要大量SOA的條件的影響。

在其他正常操作期間發生輸出短路。您永遠不知道用戶何時會將回形針放入機箱，熱插拔電路（或保險絲）可防止呼叫消防部門。

圖3.SOAtherm 通過在 LTspice 電路仿真中評估 SOA，簡化了熱插拔 MOSFET 的選擇。

精神效果

多年前，當熱插拔設計中的最大電流小于10A時，很容易找到滿足大多數應用的MOSFET。在過去十年中，有兩件事發生了變化。首先，電源電流顯著增加，100A或更高電流變得普遍。其次，MOSFET制造商一直在努力改進MOSFET的電阻規格（RDS（ON）） 當它們完全打開時。具有諷刺意味的是，這降低了在較高漏源電壓下可用的SOA，這就是所謂的“Spirito效應”。保羅·斯皮里托教授1解釋說，隨著MOSFET制造商增加跨導以改善導通電阻，MOSFET通過形成不穩定的熱點而失效的趨勢更大。

兩個主要因素競爭確定熱點是否導致MOSFET故障。其中一個因素是MOSFET能夠在不快速升高溫度的情況下耗散功率。（這反映在瞬態熱阻曲線上。第二個競爭因素是MOSFET電池在變熱時通過從相鄰電池竊取更多電流來“逃跑”的趨勢。第二個因素主要由MOSFET閾值電壓的溫度系數決定，該溫度系數隨著溫度的升高而下降，導致較熱電池中的“電流擁擠”。（由于 MOSFET 傳導通道中的載流子遷移率降低，MOSFET 跨導隨著溫度的升高而下降。它在一定程度上抵消了當前的擁擠效應，但在此解釋中可以安全地忽略。

在MOSFET封裝內，有一個硅芯片，其中包含一系列MOSFET電池，其柵極、漏極和源極并聯連接。當一些電池變得比其他電池更熱時，它們的閾值電壓相對于較冷的電池降低，導致較熱的電池傳導更多的電流。如果上面提到的競爭因素達到不穩定的狀態，某些細胞可能會熱跑掉，吸收越來越多的電流，直到它們自毀。

斯皮里托效應主要在高V下觀察到DS由于給定的電池電流變化導致的電壓在高V時會導致功率變化更大DS，導致細胞熱失控的趨勢增加。同樣，Spirito效應在較低電流下最為明顯，MOSFET電池有更多的時間熱運行。（在較高電流下，平均管芯溫度達到150°C或175°C，然后任何電池表現出明顯的熱失控。因此，高 VDS和低 IDSOA圖的區域，其中Spirito效應占主導地位，有時被稱為“Spirito區域”，并在圖3的PSMN1R5-30BLE SOA中突出顯示。

斯皮里托地區

圖4.SOAtherm 波形。電壓對應°C。

使用 LTC4226 寬工作范圍雙通道熱插拔控制器的示例

LTC?4226 是一款雙通道熱插拔控制器，可在電源電壓高達 44V 的應用中驅動外部 N 溝道 MOSFET。

在圖 5 的電路中，LTC4226 為一個 12V 電源和一個 5V 電源提供了電流限制和斷路器功能。斷路器定時器配置有連接到 FTMR1 和 FTMR2 引腳的電容器。當任一檢測電阻兩端的電壓介于 50mV 至 86mV 之間時，FTMR1 或 FTMR2 上的相應電容器以 2μA 電流斜坡上升。

圖5.LTC4226 熱插拔控制器可保護一個 12V 和一個 5V 電源。兩個電源均提供 9A 穩態電流，瞬態期間提供高達 17.2A 的電流。

由于在檢測電阻電壓達到86mV之前不接合電流限值，因此只要電流保持在86mV/5mΩ = 17.2A以下，MOSFET中的功耗就可以忽略不計。當電流超過該電平時，將接合電流限制，FTMR1 或 FTMR2 引腳斜坡上升 20μA。當相應的FTMR引腳達到1.23V時，相應通道的MOSFET關斷，從而設置MOSFET關斷前的最長時間。在本例中，100nF電容為兩個通道配置6.2ms的電流限制超時。

對于 LTC4226，當輸出短路至地時，會出現最差情況下的 MOSFET 功率耗散。因此，確定所需的 SOA 非常簡單。（對于具有電流折返或功率限制功能的熱插拔控制器，需要付出更多努力來確定最壞情況下的負載條件。參考圖1中PSMN1R5-30BLE的SOA圖，可以看出6.2ms在17.2A和12V時的SOA限值之內。SOAtherm仿真證實，總結溫升小于50°C。 同樣的仿真顯示，大約5°C的外殼溫升可以忽略不計，在短短的6ms事件中，這個相當大的D2PAK封裝可以預期。

本例應用中的 5V 電源對 MOSFET 采用 powerPAK-SO8 封裝，該封裝小于用于 12V 電源的 D2PAK。5V電源可以使用較小的封裝，因為5V電源的MOSFET的最差情況功耗為17.2A ? 5V = 86W，而12V電源的MOSFET的最差情況耗散為17.2A ? 12V = 206W。該電路的SOAtherm仿真預測結溫升為40°C，包括外殼溫升30°C。 與用于 12V 電源的 D2PAK 相比，powerPAK-SO8 封裝的尺寸更小（銅也相應更少），從而解釋了外殼溫升較大。

上述計算和仿真有助于驗證電路設計和MOSFET選擇，但最終測試必須在實驗室中使用組裝好的電路完成。由于 LTC4226 的最壞情況 SOA 要求發生在輸出短路時，因此實驗室測試非常簡單，只需快速施加具有接地輸出的輸入電源即可。一種很好的技術是將 LTC4226 電路熱插拔到一個帶電電源中，以模擬實際的熱插拔事件。或者，可以在輸入電源完全供電時施加輸出短路。要確定電路是否有額外的裕量，請將定時器電容換成更大的值，然后再次測試。

圖6中的電路顯示了當單個MOSFET可能無法滿足應用的SOA要求時，使用兩個并聯MOSFET的技術。通常，不建議使用并聯MOSFET來提高電路的SOA能力。MOSFET 之間的失配，尤其是閾值電壓的失配，可能導致一個 MOSFET 熱失控并傳導所有電流。盡管如此，圖6中的電路通過在每個通道中實現獨立的電流限制來安全地使用并聯MOSFET，從而防止任一MOSFET失控。

圖6.LTC4226 熱插拔控制器可保護一個 12V 電源，同時提供 18A 穩態電流和瞬態期間高達 34.4A 的電流。

此外，交叉耦合PNP（Q1和Q2）僅允許斷路器定時器在兩個MOSFET都傳導其全電流時激活。如果沒有交叉耦合的PNP，如果一個通道的斷路器定時器提供更大的負載電流份額，則該定時器可以激活。

結論

隨著熱插拔應用所需的功率水平不斷提高，對MOSFET安全工作區域的擔憂也隨之增加。通常，設計高功率熱插拔電路最具挑戰性的方面是確定特定的MOSFET是否能夠支持應用。至少，電路設計人員必須能夠熟練地解釋MOSFET SOA圖。隨著功率水平的提高并接近現有MOSFET技術的極限，了解瞬態熱阻圖以及在SPICE電路仿真中仿真這種行為的能力是熱插拔電路設計人員庫中的寶貴工具。

審核編輯：郭婷