在不影響可靠性的情況下處理高阻抗源并保持高阻抗輸入有其自身的一系列挑戰。本文對高阻抗電路、高阻抗傳感器類型以及可用于緩沖和保護高阻抗電路的器件等問題進行了定性和定量討論。討論了提高阻抗會有所幫助的應用。

介紹

如果我可以選擇，我不會使用高阻抗傳感器。它們很容易受到外部噪聲、助焊劑殘留、顆粒跟蹤、偏置電流和遠距離電荷的影響，因此很難獲得可重復的結果。不過，高阻抗傳感器也有一些優點——它們不會自負載，而且它們本質上功耗很低。為了量化pH、光、加速度或濕度等特性，最實用的傳感器是高阻抗。大自然提供了它們，所以權宜之計促使我們利用它們。通過仔細注意設計，他們受到周圍世界不利影響的傾向可以大大減少。作為關于阻抗的一個有趣的說明，隨著實用超導的出現，阻抗具有無限可實現的范圍。這還能說什么呢？

基準電阻和對高阻抗的恐懼

任何研究高阻抗傳感器的電路都應使用高阻抗源進行表征，因此每個工程師都應該提供一些高值基準電阻。Vishay Techno 提供 50GΩ 的表面貼裝電阻器，現成有 1GΩ 和 2GΩ 值的樣品（上次我檢查時）。我還有一些非常好的引線10GΩ和100GΩ電阻，來自Ohmite（www.ohmite.com）的“Mini-MOX”系列。這些高得離譜的電阻器的驚人之處在于，它們實際上非常“堅硬”。例如，我被警告不要觸摸電阻器主體，以免皮膚油中的沉積物“降低阻抗”，這迫使我進行實驗。在電阻引線上應用吉時利 614 型靜電計，儀表讀數為 9.9 至 10.0GΩ。我繼續用油膩的手指從鉛到鉛徹底觸摸和擠壓電阻器主體，然后退開。儀表精確地恢復到原來的位置，9.9到10.0GΩ。但這僅表明我的人體油對這些特定的參考電阻器并不構成直接威脅。健全的實驗室方法仍然會要求組件、PCB 和絕緣體保持清潔，以確保隨時間和濕度變化的可靠性。眾所周知，皮膚油的電導率因人而異。對于清潔，Ohmite 建議使用不含異丙醇和絨毛的濕巾，并在 75°C 烘烤 1 小時以去除水分。

執行此類阻抗測量時，請記住電纜中的絕緣體與被測電阻完全并聯。為了在100GΩ電阻測量中保持1%的精度，需要不低于10TΩ的總絕緣體阻抗。繞過此限制的唯一方法是執行開路校準，以便可以測量和計算出任何分流電阻。吉時利614沒有此功能，但性能仍然很好。這強化了這樣一個事實，即與絕緣體相比，10GΩ電阻確實相對剛性。

高阻抗電路的敵人

當泄漏、電流噪聲、偏置電流和靜態電壓主導誤差時，阻抗很高。因此，處理高阻抗電路意味著盡量減少這些數量。最常見和可解決的泄漏形式是由于助焊劑殘留引起的泄漏。支持高阻抗電路的電路板應清潔良好，以便去除所有助焊劑。第三方紙板制造商可能有受污染的墊圈，因此可能需要將清潔清洗指定為生產要求。在空間允許的情況下，跡線的間距應超出最小設計規則。對于絕緣體，我從未發現FR-4會引起任何問題，盡管它確實會吸收水分，而特氟龍和玻璃則不會。一些設計師已經求助于特氟龍柱或井，但這可能是由于它們固有的表面跟蹤和其他效應（如介電吸收）的抵抗力，而不是純粹的絕緣特性。為了在不完美的環境中保持高表面阻抗，可能需要密封或保形涂層，但這會降低可維護性。連接到高阻抗源和輸入的走線應由具有相似電位的走線保護。有許多實際考慮。例如，雙通道運算放大器在引腳3和5處具有同相輸入。引腳5更容易保護，因為它位于角落，而引腳3與負電源相鄰。

有源器件中的偏置電流和電流噪聲是誤差源。雙極晶體管需要直流基極電流才能工作。FET具有輸入泄漏。在這兩種情況下，由于通過結的電子量子化而產生電流噪聲（請注意，對于一般電流不是這樣，而是對于通過結的電流）。對于FET，由于米勒效應，電流噪聲隨頻率升高（見下面的側欄）。雖然人們傾向于立即跳轉到基于FET的輸入結構，因為它們具有低偏置電流，但在某些情況下，超β雙極性輸入結構具有優勢，特別是在高溫下工作。FET輸入漏電每10°C翻一番，而超β偏置電流保持相對穩定。無論哪種情況，都可以采用斬波技術來消除失調電壓和偏置電流的影響。對于低于幾 MΩ 的阻抗，在未首先考慮 LT6010 或 LTC2054 等極其精準和低偏置電流運放的情況下，不要立即跳轉到 FET 輸入放大器。有時，更好的失調電壓可以幫助支付稍差的偏置電流規格。對于給定的源阻抗，總輸入誤差將為V操作系統+ 我偏見*R源.隨著源阻抗的升高，偏置電流項占主導地位，使MOSFET輸入解決方案更具吸引力。近年來，隨著CMOS運算放大器規格的改進，這一點變得更加真實。

高阻抗電路遇到的另一個令人著迷的問題是它們對運動的敏感性。鞋子在地毯上產生的靜電荷可能達到千伏級，因此即使是最微小的電容耦合也會產生大量的電荷注入。測量時，請退后并保持不動。屏蔽當然有幫助，但機械振動會調節PCB走線和任何局部金屬制品之間的電容（微音），并導致電荷注入。即使金屬制品電壓本身沒有變化，而只是在與走線不同的直流電壓下也是如此。所以屏蔽你的電路，但不要太近。當機械運動或應力在絕緣體上感應到微觀水平的電壓時，它們通常被稱為摩擦電或壓電效應。高阻抗源可能需要使用低摩擦電噪聲電纜，例如在高振動環境中的百通型9239。

器件和放大器注意事項

分立式MOSFET的漏電流規格較差，但實際上，它們的性能可能比其規格高出多達六個數量級。例如，熟悉的2N7002規定通道泄漏最大值為1μA，柵極泄漏最大值為0.1μA。但是，在實驗室中觀察這些漏極為20V的器件，柵極和電源接地，您會發現總總泄漏電流僅為約1pA！顯然，規格并不反映設備的功能，而是生產測試時間和分辨率的成本。更好的規格需要更多的測試時間和更好的測試設備，因此您需要為此付費。當然，更好的規格最終也會影響產量。

超低漏電流匹配對 JFET 可從線性集成系統 的 LS830 和 InterFET的 IFN424 中獲得。我最喜歡的單個 JFET 是飛利浦 BF862，因為它的 3pA 柵極電流、亞納伏噪聲密度和易于處理的 -0.6V 夾斷電壓。2N4416也很受歡迎，特別是因為它的亞皮法德輸入電容和可觀的噪聲密度，但它具有大而變化的夾斷電壓（2V – 6V！），這一直是JFET世界的禍根。

CMOS運算放大器已經問世多年，但規格很差，實際結果更差。凌力爾特最近推出了兩款非常出色的 CMOS 放大器 – （精密微功率）LTC6078 和（更高速度的）LTC6241。LTC6241 在 25°C 時提供了一個 4pA 最大值的輸入漏電流，在 70°C 時保證低于 75pA 電流。市場上也有基于JFET輸入的“靜電計級”運算放大器，但這些運算放大器相對昂貴。最后，沒有一個運算放大器或半導體器件是完美的，因此通過繼電器和校準或斬波技術可以實現最佳的直流結果。

圖1所示電路就是一個例子，它集成了兩個力平衡歸零技術實例。要遵循該操作，假設所有開關都已打開，然后關閉 S2 和 S3。這會接合超精密積分放大器A2，迫使A1的輸出接地。A1 的輸入偏移量出現在其 +input 處，其偏移量的 101 倍存儲在 C1 上。打開S3允許A1再次正常工作，但有效失調為1μV，漂移約為1μV/秒。現在，打開S2將反饋電阻R1放入電路中，并產生等于I偏見* R1 – 典型值為 1mV。關閉 S4 和 S5 會再次使 A1 的輸出清零，但這次是通過 A3。A1的偏置電流現在通過R2提供，并以60mV/pA的電壓存儲在C2上。開路S4結束調零階段，閉合S1連接輸入驅動器，在本例中顯示為被測電阻（RUT）和電壓源。但是，雖然放大器現在接近完美，但不會持續太久。電容器 C1 和 C2 上的漂移將需要在幾秒鐘內產生新的調零相位，否則放大器規格可能會降低到超出獨立 LTC6241 的規格。圖 2 顯示了一種簡單得多的方法。該電路不是試圖完善放大器，而是斬波激勵，以便減去放大器的貢獻。此外，RUT已移至反饋路徑，因此輸出與RUT電阻成比例，而不是與RUT導納成正比。上升時間在10ms （10-90%）處用1GΩ車轍測量，因此激勵不應快于約10Hz，以確保充分建立。

圖 1：使用清零技術很誘人，并且可以通過大量的努力和屏蔽來工作。但是，制造像這樣的“完美”放大器會變得昂貴，并且背離固態的高可靠性。您可能會在投入生產之前破產。

圖 2：使用斬波激勵技術可以更容易地實現類似的精度。在這里，放大器的特性不是增強的，而是測量和減去的。什么是運算放大器失調和偏置電流？沒多大關系。

保護高阻抗電路

但是，如何在不影響輸入阻抗的情況下保護高阻抗電路呢？好吧，嚴格來說你不能，但你可以接近。最好的方法之一是使用串聯電阻和一些串聯電感，即使它只是一段走線。電感和寄生效應將分散ESD脈沖，并提高它在到達任何敏感點之前跳到機箱的幾率。您可以通過在要敲擊的連接器引腳附近的布局中引入火花隙來進一步提高這些幾率。這既便宜又有效，但它可能會在更高密度的數字設計中引起問題。火花隙重新發出強烈的EMI波（包括一些漂亮的怪異藍色），我已經看到這種碰撞在船上但遙遠的'486反復發生。幸運的是，硬件沒有受到傷害，因此這取決于為設計指定的抗擾度級別。在我們的案例中，這是一個失敗，因為不允許PC重置干預。對于模擬設計或簡單的數字設計，火花隙應該不是問題。氣體放電管也可作為組件提供。

使用二極管箝位所做的幾乎任何事情都會引起泄漏效應。肖特基斯可能是不可能的，因為他們往往更漏水。提供超低漏電二極管，例如中央半導體（http://www.centralsemi.com）的CMPD6001系列和飛利浦（http://www.semiconductors.philips.com）的BAS416;但最大泄漏規格實際上相當高：500pA至5nA，這是在低溫下。熱門規格甚至更糟，通常達到微安級。為了獲得最低的漏電，JFET結的性能仍然優于二極管。2N4393 在室內典型泄漏為 5pA，在 100°C 時泄漏 3nA，Vishay 采用 SOT-23 封裝。將此與 LTC6241 在 70°C 時的最大額定偏置電流 75pA 進行比較。即使添加好的二極管或JFET也會導致顯著的衰減。但是，一些設計工作可以幫助解決這個問題。例如，考慮圖3所示的跟蹤限幅電路。二極管由A2反向偏置，平均直流電壓存儲在C1上。過壓和尖峰將被分流到儲能電容，但允許直流通過（單位增益）。這樣可以保護輸入，并縮短輸入過載恢復時間。在需要直流增益的情況下，只需短接C1，并將A2的輸入移動到A1的反相輸入。反相電路更容易保護，因為二極管可以簡單地接地。

圖 3：跟蹤箝位將 JFET 用作保護二極管，但 A2 反向驅動這些 JFET 至與輸入相同的電壓。齊納二極管及其電容器承載大部分箝位電流。R1和R2使電流遠離放大器。

側邊欄：電流噪聲測量

當有很多東西要測量時，測量某物很容易，當幾乎沒有東西要測量時，測量是困難的。良好的FET具有非常小的電流噪聲，尤其是在低頻下，這使得它本身難以測量。在高頻下，FET輸入電流噪聲會因漏極中的米勒效應或尾電流噪聲吹回柵源電容而上升，具體取決于電路拓撲。高頻處的電流噪聲較多，這一事實使其更容易測量，但事實上，在任何實際的高阻抗電路中，帶寬都會滾落。

對于低頻測量，只需將運算放大器（為簡單起見，我將討論僅限于運算放大器）配置為單位增益緩沖器，并將10GΩ源電阻接地，如圖4所示。使用電池并將電路封裝在餅干罐中，并帶有 BNC 通過連接器訪問輸出。測量輸出直流電壓，并確保其在給定運算放大器的典型指定偏置電流（I偏見= V外/10GΩ）。如果看起來合理，則記下測量值。（如果它不是LTC運算放大器，則可能必須先校正失調電壓。現在使用頻譜分析儀查看低頻輸出內容。確保您看到的是輸入電路的滾降下方。作用在 10GΩ 電源上的 3pF 輸入電容將導致 -3dB 低通滾降（在 5.3Hz 時）。低于該頻率，由于噪聲噪聲而使用平均法，您應該能夠看到10GΩ電阻的13μV/√Hz（室溫下）噪聲密度形成，如圖5所示。正常工作和屏蔽后，任何額外的輸出噪聲都是由于輸入電流噪聲作用在10GΩ源上，因為放大器的輸入電壓噪聲相對較小。

這個輸出噪聲的單一圖為我們提供了兩個測量值：低頻輸入電流噪聲和輸入電容C在.低頻輸入電流噪聲源自在 0.22Hz 下測得的 13.6μV/√Hz 輸出噪聲密度（圖 5，DUT 是 LTC6241）。減去預期的13μV/√Hz電阻噪聲RMS，得到4μV/√Hz [sqrt（13.6^2 – 13^2） = 4]歸因于運算放大器電流噪聲。將 4μV/√Hz 除以 10GΩ，得到 0.4fA/√Hz 的輸入電流噪聲測量值。該數字可以與sqrt（2*q*I）的預期理論電流噪聲密度進行比較偏見），其中q是電子電荷1.6e-19庫侖，I偏見是上面測量的偏置電流。輸入電容C在可以從同一圖中顯示的 -3dB 點 4.3Hz 導出。-3dB點出現在C處在=1/2pi*R*f，其中 R=10GΩ 和 f=4.3Hz，得到 C在=3.7pF.

圖 4：用于測量低頻電流噪聲的簡單電路。10GΩ 電阻提供 13μV/√Hz 的電流，并緩沖至輸出。在輸出端看到的額外噪聲是由于電流噪聲* 10GΩ。相同的電路無需修改，也產生輸入電容C在.通過打開餅干罐內的電池來消除電源噪聲和干擾。

圖 5：圖 4 電路的輸出噪聲頻譜（27 小時平均值）。該電阻器提供 13μV/√Hz 的貢獻，額外的 0.6μV/√Hz 來自 LTC6241 的 0.5fA/√Hz，工作到 10GΩ 源 （增加 RMS 方面）。4.3Hz 時的響應為 -3dB，表示包括所有寄生效應在內的總輸入電容為 3.7pF。

使用相同的電路，但查看更高的頻率，您還可以看到電流噪聲上升的影響 – 圖 5a。

圖 5a：圖 4 電路的高頻輸出噪聲頻譜。電流噪聲隨頻率上升，但輸入電容阻抗隨頻率下降。綜合效應是高頻下的平坦輸出噪聲。在100kHz時，3.7pF輸入C看起來像430kΩ。因此，此處所示的50nV/√Hz輸出噪聲意味著100kHz時的輸入電流噪聲為116fA/√Hz。

圖 5b：LTC6241 +輸入的輸入電流噪聲與頻率的關系，根據圖 5 和圖 5a 計算得出。電流噪聲在低頻時是平坦的，每kHz上升116fA /√Hz。整個情節從一個電路中收集，無需修改。

請注意，輸出電壓噪聲在高頻時趨于平坦。這是因為盡管電流噪聲在上升，但它正在研究阻抗隨頻率下降的輸入電容。所以產品是平的。在100kHz時，3.7pF輸入電容看起來像430kΩ。因此，50nV/√Hz輸出噪聲除以430kΩ一定是由于100kHz時輸入電流噪聲為116fA/√Hz。現在，我們可以將輸入電流噪聲繪制為頻率的函數（到目前為止僅在+輸入端測量），如圖5b所示。在低頻時，它是平坦的0.4fA / √Hz，在高頻下以每kHz116fA / √Hz的速率上升。（或者用更基本的單位，電流噪聲隨頻率上升的速率為1.16attoAmps*Hz-3/2）。

但對于高頻情況，許多工程師更喜歡使用拓撲更接近預期應用電路的測試電路。跨阻電路最常被采用，因為它是低電流噪聲高阻抗電路（通常應用于光電二極管）最常用的應用電路。請參閱圖 6。該電路仿真跨阻光電二極管放大器，C2代替1.5pF光電二極管，C1為高頻短路。由于有限運算放大器增益帶寬和R2：C2反饋網絡的噪聲增益隨頻率增加，帶寬滾降。這比之前加密的單個RC輸入要復雜得多！幸運的是，電流噪聲會隨著頻率的增加而上升，這通常是不希望的，除非試圖測量它。圖7顯示了電路的原始輸出噪聲頻譜，電壓為V在打開。左邊的平坦區域以582nV/√Hz時的20MΩ電阻噪聲為主，噪聲系數非常接近0dB。噪聲明顯隨頻率升高，但這可能是由于電流噪聲上升或電壓噪聲和噪聲增益上升造成的。快速計算可以幫助確定其中任何一個是否占主導地位，但首先我們應該使用頻率進行增益校準。R1和C1提供激勵窗口，從而提供增益測量窗口。

一目了然，圖6的整個電路是一個積分器，后跟一個微分器，因此它應該具有平坦的響應。事實上，在低頻時，響應會滾落，因為R1：C1積分器沒有增益。但我們對低頻不感興趣。在遠高于R1*C1的頻率經C2的電流隨頻率變化恒定（與理想光電二極管一樣），增益確實趨于平坦，如圖8所示。中頻帶增益因數為 R2*C2 / R1*C1，或每 1V 激勵輸入輸出約 30mV。這在實驗室中很容易確認，并且通過精確測量，元件公差變得不重要，并且可以歸一化測量的增益（實際上是衰減）。在更高的頻率下，由于運算放大器的有限增益帶寬和電路的噪聲增益以及R2附近的寄生電容，差分器開始出現帶寬問題。結果是增益隨頻率下降 - 但我們知道它會，這就是我們測量它的原因。

重要的是，輸出噪聲是用與增益完全相同的電路測量的，包括運算放大器和寄生效應，但去掉了激勵。將所得輸出噪聲與頻率數據除以歸一化增益與頻率數據，得出輸出噪聲的帶寬校正版本，就好像運算放大器具有無限增益帶寬而反饋電阻沒有寄生效應一樣。某些信號分析儀（如 HP3562）在波形分頻和繪圖生成方面做得非常出色，同時為該分析保留了正確的單位。但不幸的是我沒有，無論如何它仍然讓新手感到困惑，所以我提供了一個示例計算。如果可以在一個頻率下執行計算，最終在所有頻率下執行計算變得容易。

同樣使用LTC6241作為DUT時，我在4kHz時測得了0.0290的中頻增益（低于標稱0.030，可能是由于C2容差），如圖8所示。在100kHz時，增益已降至0.0212，或約為中頻增益的0.73。現在，我們可以將此增益校正應用于100kHz的噪聲測量。

再次參考圖 7。在高頻下，即使響應下降，噪聲也會上升。在100kHz時，我們測量1.61μV/√Hz輸出噪聲。為了校正增益滾降，我們從增益曲線除以0.73，得到2.20μV/√Hz，仍為輸出參考。這就是輸出噪聲，運算放大器具有無限快速度，反饋20MΩ電阻周圍沒有分流電容。為了將該噪聲與輸入端相參考，許多TIA設計人員只需除以20MΩ反饋阻抗，即可將110fA/√Hz輸入折合到電流噪聲e。

但這忽略了某些輸出噪聲是由輸入電壓噪聲引起的事實。我們需要執行前面提到的計算來確定哪個噪聲占主導地位。運算放大器的電壓噪聲到達輸出，乘以噪聲增益。LTC6241 的輸入電容為 3.5pF （Cdm + Ccm） 與 C1 相結合，可構成 5pF。讓我們假設1pF的額外寄生效應總共6pF。在100kHz時，這看起來像265kΩ。噪聲增益為 1+Zf / Zshunt，或 1+20MΩ/265kΩ = 76。LTC6241 的輸入電壓噪聲為 7nV/√Hz，因此在輸出端，它將貢獻 76*7nV = 532nV/√Hz。從 2.20μV/√Hz 中減去此有效值，得到 2.13μV/√Hz。這根本不是一個明顯的校正，但它確實將上面計算的110fA/√Hz電流噪聲降低到107fA/√Hz。

以這種方式測量運算放大器的電流噪聲時，篩選出電壓噪聲的影響至關重要。圖5所示電路沒有這種復雜性，因為電壓噪聲在所有情況下都被淹沒，噪聲增益是一個穩定的單位，帶寬不受影響。因此，兩種不同器件在兩個不同輸入端的兩種測量技術產生的電流噪聲結果相差不到10%，這一事實表明，運算放大器具有良好的對稱輸入結構和器件間可重復性，并且這些技術是可靠的。一切都亂成一團的可能性很小，我們仍然設法欺騙了自己。

圖 6：高頻電流噪聲測量電路仿真光電二極管跨阻放大器，C2 取代光電二極管。R1和C1用于高頻增益校準。C1 是一種并聯組合，以最大限度地降低寄生電感。

圖 7：V 時的輸出噪聲頻譜在開路，在 100kHz 時輸出噪聲密度為 1.61μV/√Hz。為了校正增益滾降，我們需要圖8所示的增益校正曲線。100kHz 時的校正輸出噪聲為 1.61uV/√Hz / 0.73 = 2.2μV/√Hz。要計算折合到輸入端的電流噪聲，請除以20MΩ得到110fA/rtHz。

圖 8：圖 6 電路的增益與頻率的關系。中頻“平坦”增益為0.0290，在100kHz時滾降至0.0212。這表明在100kHz時相對增益為0.73。

壓電加速度計的電荷放大器權衡 – 提高阻抗實際上如何提供幫助

圖9和圖10顯示了放大電容式傳感器信號的兩種不同方法。兩種情況下的傳感器都是770pF壓電沖擊傳感器加速度計，在物理加速度下產生電荷。圖9顯示了經典的“電荷放大器”方法。運算放大器采用反相配置，因此傳感器可以查看虛擬接地。傳感器產生的所有電荷都通過運算放大器的作用強制通過反饋電容。由于反饋電容比傳感器小100倍，因此它將被迫達到傳感器開路電壓的100倍。因此，電路增益為100。這種方法的好處是電路的信號增益與傳感器和放大器之間引入的任何電纜電容無關。因此，該電路適用于電纜長度可能變化的遠程加速度計。該電路的難點是小電容的增益設置不準確，以及由于偏置電阻作用于小反饋電容而導致的低頻截止。

圖10所示為同相放大器方法。這種方法有很多優點。首先，增益由電阻器精確設置，而不是使用小電容器。其次，低頻截止由偏置電阻決定，偏置電阻工作到大的770pF傳感器，而不是進入一個小的反饋電容，以實現較低的頻率響應。第三，同相拓撲可以并聯和求和（如圖所示），以可擴展地降低電壓噪聲。該電路的唯一缺點是輸入端的寄生電容會略微降低增益。該電路在寄生輸入電容（如走線和電纜）相對較小且不變的情況下受到青睞。

在計算所需低頻截止所需的偏置電阻時，請考慮可能希望使偏置電阻更大。這降低了低頻時的本底噪聲。例如，如果我們想支持-3dB時低至10Hz的頻率，則偏置電阻的工作頻率為1/2pi*10Hz*770pF = 20MΩ。在10Hz時，20MΩ電阻將產生580nV/√Hz的噪聲，并且像信號一樣下降-3dB。如圖所示，使電阻為1GΩ，其4000nV/√Hz電壓噪聲將被加速度計電容衰減至有效的80nV/√Hz，而信號幾乎不會衰減。有時，比傳統要求的阻抗更高實際上會有所幫助！

圖 9：經典反相電荷放大器。電纜電容（即長度）的變化不會影響信號增益。當加速度計遠離放大器且電纜長度未指定時，使用此電路。缺點：增益由低值反饋電容設定。低頻性能由偏置電阻設置。

圖 10：同相電荷放大器具有多種優勢。級可以并聯以降低電壓噪聲。偏置電阻工作在更高的電容下，以獲得更好的低頻響應。

結論

器件和材料可用于支持和保護非常高的阻抗。處理高阻抗需要了解其他微小現象。有時，對這些現象（例如電流噪聲）進行量化本身就具有挑戰性。但是，使用正確的電路技術，測量變得有意義且可重復。正確擊穿泄漏、建立時間、電壓噪聲和電流噪聲等誤差源有助于電路設計人員了解預期結果并得到它。

審核編輯：郭婷