您是否使用過任何ADC（Δ-Σ或SAR）并在過采樣模式下運行？你得到了預期的結果嗎？你遇到什么問題了嗎？

在之前的一些文章中，Δ-Σ和SAR（逐次逼近寄存器）ADC的一般概述中，已經涵蓋了與信噪比（SNR）和有效位數（ENOB）相關的過采樣技術。過采樣技術最常用于 Δ-Σ ADC，但它也可用于 SAR ADC。在本文中，我們將更深入地了解其工作原理。首先，從系統級角度快速概述：

用于光譜學、磁共振成像 （MRI）、氣相色譜、振動、石油/天然氣勘探和地震儀器的高性能數據采集信號鏈除了需要降低功耗、面積和成本外，還需要高動態范圍 （DR）。實現更高動態范圍的方法之一是對轉換器進行過采樣，以精確監控和測量來自傳感器的小輸入信號和大輸入信號。

還有許多其他方法可以增加ADC的動態范圍，例如并行操作多個ADC，并對輸出進行數字后處理以獲得平均結果，或者使用可編程增益放大器。然而，一些設計人員可能會發現這些方法在他們的系統中實現起來很麻煩或不切實際，主要是由于功耗、空間和成本原因。本技術文章重點介紹高吞吐量5 MSPS、18/16位精密SAR轉換器的過采樣，方法是實現ADC樣本的簡單平均，以實現更高的動態范圍性能。

過采樣說明

過采樣是一種經濟高效的過程，它以比奈奎斯特頻率高得多的速率對輸入信號進行采樣，以提高SNR和分辨率（ENOB），這也放寬了對抗混疊濾波器的要求。作為一般準則，對ADC進行四倍過采樣可提供額外的一位分辨率，或動態范圍增加6 dB。提高過采樣比 （OSR） 可降低整體噪聲，并且由于過采樣而改善的 DR 為 ΔDR = 10log10 （OSR），單位為 dB。

除了使用 Δ-Σ ADC 進行過采樣外，對高吞吐量 SAR ADC 進行過采樣還可以改善抗混疊并降低整體噪聲。在許多情況下，過采樣在具有集成數字濾波器和抽取功能的Δ-Σ ADC中固有地使用和實現良好。但是，Δ-Σ ADC通常不適合輸入通道之間的快速切換（多路復用）。如圖1所示，Δ-ΣADC中的基本過采樣調制器對量化噪聲進行整形，使得大部分噪聲發生在目標帶寬之外，從而在低頻下增加整體動態范圍。然后，數字低通濾波器（LPF）消除目標帶寬之外的噪聲，抽取器將輸出數據速率降低回奈奎斯特速率。

圖1.奈奎斯特轉換器的過采樣。

5 MSPS、18/16位精密轉換器

作為實際工作原理的示例，我們來看看AD7960和AD7961器件。這些是18位/16位ADC（分別為），可轉換高達5 MSPS。它們使用專有的電容數模技術來降低噪聲并提高線性度，而不會出現延遲或流水線延遲。低本底噪聲是通過低均方根噪聲和高吞吐量的組合實現的。這使得這些ADC適合過采樣應用。

AD7960/AD7961系列采用1.8 V和5 V電源供電，在自時鐘模式下轉換時功耗僅為39 mW，在回波時鐘模式下轉換時功耗僅為5 MSPS，功耗為46.5 mW。功耗與吞吐速率成線性關系，如圖2所示，適合低功耗便攜式應用。

圖2.AD7960功耗與吞吐速率的關系

AD7960/AD7961 評估設置

AD7960/AD7961系列將反相模擬輸入（IN+和IN?）的差分電壓轉換為數字輸出。模擬輸入IN+和IN?需要等于基準電壓一半的共模電壓。低噪聲、低功耗放大器AD8031緩沖來自低噪聲和低漂移ADR4550的5 V基準電壓，還緩沖AD7960/AD7961的共模輸出電壓（VCM）。

低噪聲和超低失真ADA4899-1配置為單位增益緩沖器，以0 V至5 V差分反相（彼此錯相180°）驅動AD7960/AD7961的輸入。該電路為輸入ADA4899-1驅動器使用+7 V和?2.5 V電源，以最大限度地降低功耗并實現最佳系統失真性能。使用EVAL-AD7960FMCZ子板和EVAL-SDP-H1控制器板的評估設置的簡化原理圖如圖3所示。

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圖3.AD7960/AD7961評估設置的簡化原理圖（未顯示所有去耦）。

在本文的第1部分中，我們開始研究如何利用SAR ADC降低噪聲、增加動態范圍和增加ENOB。該方法基于過采樣（通常用于低速、高分辨率?-Σ ADC），其他地方不太常用。我們 繼續 使用 評估 板 和 其 軟件 查看 SAR ADC 的 一些 測試 結果。

在第2部分中，我們將繼續介紹AD7960/AD796。我們還將介紹可提供分析的可用評估板和軟件。我們將看到這些ADC的性能如何。該評估板可通過查看ADC的FFT輸出輕松了解性能。

測量結果

過采樣功能在AD7960/AD7961評估軟件中實現，對ADC輸出樣本進行簡單平均，將ADC樣本數量相加，除以過采樣比，得到增加的動態范圍。該軟件允許用戶從“配置”選項卡下的下拉菜單中選擇高達 256 的過采樣率，如圖 4 所示。實現的最大動態范圍受到系統低頻1/f噪聲的限制，在低于20 kSPS的較低輸出數據
速率下，低頻1/f噪聲開始占主導地位。

圖4.AD7960/AD7961評估軟件面板

圖5和圖6中的信號頻譜和從直流到fs/2的平坦噪聲表明，噪聲可以濾波到fs/（2 × OSR），以改善動態范圍和SNR。在這種情況下，過采樣動態范圍是峰值信號功率與ADC輸出FFT中測量的噪聲功率之比，從直流到fs/（2 × OSR），其中fs是ADC采樣速率。

圖5.AD7960過采樣FFT輸出，無輸入信號和f在= 1 kHz （OSR = 256， REF = 5 V）。

圖6.AD7961過采樣FFT輸出，無輸入信號，且f.在= 1 kHz （OSR = 256， REF = 5 V）。

AD7960和AD7961使用數據手冊中規定的5 V基準電壓源時，典型動態范圍分別為100 dB和96 dB，因此理論上，由于過采樣256，動態范圍應增加24 dB。

實際上，這些器件測得的過采樣動態范圍分別為122 dB和119 dB，在輸出數據速率為19.53 kSPS時過采樣256×無輸入信號，從理論計算來看，動態范圍下降1 dB至2 dB。這受到來自信號鏈元件、輸入源和印刷電路板的低頻噪聲的限制。利用1 kHz滿量程正弦波輸入信號，這些器件的過采樣SNR分別約為111 dB和110 dB。圖7顯示了AD7960如何在過采樣比增加和輸出數據速率降低的情況下實現更大的動態范圍。

圖7.AD7960動態范圍與輸出數據速率的關系

應用示例

MRI 系統在 1 MHz 至 100 MHz 射頻頻段內工作，而計算機斷層掃描 （CT） 和數字 X 射線在 1016 Hz 至 1018 Hz 頻率范圍內工作，使患者受到可能損害活組織的電離輻射。MRI梯度控制系統需要非常高的動態范圍、嚴格的線性度和從直流到幾十千赫茲的快速響應時間，并且必須在模擬或數字域中將其梯度精確控制在1 mA （1 ppm）左右，以提高圖像質量。

使用具有良好規格的過采樣SAR ADC（如AD7960）將使設計工程師能夠實現高動態范圍并滿足MRI系統的關鍵要求。此類系統需要在醫院或醫生辦公環境中長時間保持測量的可重復性和穩定性。設計工程師應該尋找的其他要求是高分辨率、高精度、低噪聲、快速刷新率和極低的輸出漂移。

審核編輯：郭婷