本文討論運算放大器的直流限制及其影響，包括輸入偏置電流、輸入失調電壓、CMRR、PSRR和輸入阻抗。本文將使讀者更好地了解這些限制如何在高精度應用中產生精度問題。

運算放大器是雙端口集成電路（IC），它們對外部輸入信號施加精確的增益，并提供放大后的輸出：輸入×閉環增益。精密運算放大器在低至中等頻率和中等直流增益下工作時表現接近理想。然而，即使在這些條件下，運算放大器性能也會受到其他因素的影響，這些因素會影響精度并限制性能。在這些限制中，最常見的是高直流增益應用中占主導地位的折合到輸入端的誤差。

本文將討論折合到輸入端的誤差對運算放大器的影響。這些誤差包括輸入偏置電流、輸入失調電流、輸入失調電壓、CMRR、PSRR和有限輸入阻抗。實際上，所有這些錯誤將同時發生。我們還解釋了為什么設計人員應該警惕數據手冊EC表中描述的運算放大器性能規格僅在該表頂部定義的條件下得到保證，除非另有說明的特定特性。實際上，當電源電壓、共模電壓范圍和其他條件發生變化時，這些直流誤差的影響會發生變化。

輸入偏置和輸入失調電流引起的誤差

我們都熟悉我們周圍的潛在危險，我們工程師往往會忘記在設計時也有危險的陷阱需要避免。讓我們看看這對運算放大器有何影響。

我們從兩個基本等式開始：

IB = (IBP + IBN)/2 …..

IOS = IBP - IBN …..

哪里：

IB是流入輸入引腳的平均輸入偏置電流;

IBP 是流入正輸入端的輸入偏置電流;

IBN是流入負輸入的輸入偏置電流;

IOS是輸入失調電流。

輸入偏置和輸入失調電流是許多精密放大器應用中兩個最關鍵的特性;它們通過阻性和容性反饋影響輸出。許多反相、同相、求和和差分放大器在其有源輸入設置為零后降至圖2A和2B。對于此分析，我們將所有輸入信號設置為零，以評估輸入電流對輸出精度的影響。我們將分別分析阻性反饋（圖2A）和電容反饋（圖2B）電路。

圖 2A.帶阻性反饋的運算放大器。圖 2B.帶電容反饋的運算放大器。示例器件包括MAX9620和MAX4238運算放大器。

應用圖 2A 上的疊加定理可得到：

VOUT = (1 + RF/RG) × [(RF//RG) × IBN – RP × IBP] ……

從公式3可以得出以下推論：

在沒有任何輸入信號的情況下，電路產生有限的輸出電壓。這種不需要的輸出誤差也稱為輸出直流噪聲。

輸出電壓通過將輸入誤差或輸入直流噪聲放大（1 + R）產生FRG).

輸入直流噪聲有兩個分量：壓降為I英國石油公司流經 RP和電壓降，因為我億流經 R 的組合FRG.

根據應用中所需的精度水平，我們必須對無源元件值和運算放大器本身做出一些謹慎的選擇。這是消除輸入偏置電流對輸出精度影響的最佳方法。因此，選擇 RP= RFRG收益 率：

VOUT = - (1 + RF/RG) × (RF//RG) × IOS …..

選擇 RP= RFRG幫助我們減少數量級的輸出誤差。但對于傳感器接口具有大增益（> 100V/V）的高精度應用，仍然最好選擇低輸入失調電流運算放大器。此外，添加 R 并不總是可行的P.最后，輸入偏置電流和電阻大小在輸出誤差中起著重要作用。針對這些情況，設計人員應選擇具有低輸入偏置電流、低輸入失調電壓、低速度功率比以及高CMRR和PSRR的運算放大器，如MAX44260、MAX9620和MAX4238。

通過選擇較低的R可以進一步降低輸出誤差F和 RG這反過來又增加了電路的功耗。在選擇電阻尺寸時，需要在輸出誤差和功耗之間保持謹慎的權衡。

現在我們回到圖 2B。正輸入和負輸入上的電壓產生：

VIN+ = VIN- = -RP × IBP

其中 VHNJ是同相輸入端的電壓，V在-是反相輸入端的電壓。

應用基爾霍夫關于反轉輸入收益率的現行定律：

VIN-/RG + IBN - IC = 0…..

我們消除V在-在公式6中，用公式5代入，公式7得到輸入偏置電流和通過反饋電容的電流：

IC = (RG × IBN - RP × IBP)/RG …..

現在應用邁克爾法拉第電容定律：

VC = 1/C ?IC dt

其中 VC是電容器兩端的電壓，也是 V外.將等式7代入等式8得到：

VOUT = 1/(RG × C) × Integral(RG × IBN - RP × IBP)dt…..

公式9給出了圖2B中的輸出電壓誤差。若要最大程度地減少此錯誤，可以選擇 RP= RG，這將公式 9 簡化為：

VOUT = -1/(C) × Integral(IOS) dt …..

由于 C 和IOS相對恒定，隨時間推移對公式10進行積分將得到：

VOUT = -IOS × t/C …….

等式11表示一個電壓斜坡，驅動運算放大器達到飽和狀態。

V 引起的錯誤操作系統和TCV操作系統

1

現在，我們將解釋輸入失調電壓對運算放大器電路中典型阻性和容性反饋的影響。

圖 3A.帶阻性反饋的運算放大器。圖 3B.帶電容反饋的運算放大器。

從圖3A可以看出，輸出電壓誤差為：

VOUT = (1 + RF/RG) × VOS …..

其中 （1 + RF/RG） 是直流噪聲增益。電阻越大，誤差越大。

從圖 3B 中，我們有 IC= IRG，用于輸入偏置電流可忽略不計的運算放大器;對于 V在-= V操作系統，我們有我C= IRG = V操作系統/RG.使用法拉第電容定律可得到：

VOUT = Integral(VOS) dt/(RG × C) …..

同樣，如果我們隨著時間的推移對公式13進行積分，運算放大器輸出會飽和到任一電源軌，具體取決于V的極性。操作系統.

從公式12和13可以得出一個重要結論：對于給定的無源電阻和電容值，失調電壓是累積輸出電壓誤差的主要因素。

現在是舉個例子的時候了。失調電壓（TCVos）和輸入失調電壓的熱漂移在溫度變化常見的精密應用中起著非常關鍵的作用。強調TCV的重要性操作系統對于精密應用中的運算放大器，我們比較了典型運算放大器（最大TCV操作系統= 5μV/°C 和最大值 V操作系統= 50μV），MAX9620 （最大TCV操作系統= 0.12μV/°C 和最大值 V操作系統= 10μV）。我們可以說：

Maximum VOS(T) = max VOS(+25°C) + maximum TCVOS × (T-25°C)

現在我們可以以MAX9620運算放大器為例。假設在給定應用中，溫度從室溫（+25°C）變為+125°C，并且最大V操作系統由于熱漂移是：

Maximum VOS(T) = 10μV + 0.12μV/°C × (100°C) = 22μV ….

相比之下，運算放大器的最大失調電壓為50μV，最大TCV為5μV/°C操作系統收益 率：

Maximum VOS(T) = 50μV + 5μV/°C × (100°C) = 550μV ….

這些結果表明，在應用中需要高精度的輸入失調電壓中，熱漂移對于輸入失調電壓非常重要。

由 CMRR 和 PSRR 限制引起的錯誤

典型運算放大器中的有限共模抑制比（CMRR）會在輸入端引入失調電壓，從而降低精度。放大器的CMRR越高，對額定輸入共模電壓的輸入失調電壓變化越不敏感。在輸入信號非常小的應用中，即在mV量級范圍內，高CMRR絕對至關重要。

放大器的CMRR是差分增益（A差異） 至共模增益 （A厘米).CMRR也可以用輸入失調電壓相對于輸入共模電壓變化（V厘米） 1V。因此：

VOUT = ADIFF × [(VIN+ - VIN-) + ACM × VCM/ADIFF]

等式17也可以稱為：

VOUT = ADIFF × (VIN+ - VIN-) + ACM × VCM ……………….

也：

CMRR = ADIFF/ ACM = delta (VCM)/delta(VOS)

有限電源抑制比（PSRR）在引入相對于電源電壓變化的額外輸入失調電壓方面也起著重要作用。電源電壓的變化（V抄送）改變內部晶體管的工作點，進而影響輸入失調電壓。PSRR越高，當電源電壓變化時，放大器對輸入失調電壓的變化就越不敏感。

PSRR = delta (VCC)/delta (VOS)

除非另有說明，否則放大器數據手冊的電氣特性（EC）表中提供的CMRR和PSRR規格分別在特定輸入共模電壓和電源電壓范圍內指定。提供的CMRR規范在整個電源范圍內并不相同，提供的PSRR規范在整個輸入共模范圍內也不相同。3

輸入阻抗限制引起的誤差

有限輸入阻抗（R在） 的運算放大器將與源阻抗 （RS） 驅動放大器并引入增益誤差。因此，輸入阻抗非常高，大約為109需要歐姆以確保誤差可以忽略不計。

在上述情況下輸入信號量（V在放大器從源看到的取決于定義為以下的輸入阻抗參數：

VIN = VSOURCE × [RIN/(RIN+RS)]………………………..S)].............................

從公式 18 如果 R在>>>·S，然后 V在= VS.

總結

總之，如果不解決輸入失調電壓、輸入偏置電流和有限輸入阻抗等直流誤差，運算放大器測量將根本不準確。在精度至關重要的高精度應用中，這種性能是不可接受的。設計人員還必須了解數據手冊EC表中定義的運算放大器性能規格的重要性和局限性。按照此處介紹的指南，設計人員可以選擇正確的運算放大器和具有正確配置的無源元件。最終，在設計中使用最好的運算放大器將消除運算放大器誤差并確保盡可能高的精度。

審核編輯：郭婷